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    恒流源芯片如何提高LED在汽車應用中的可靠性
    　　　　由于LED是電流特性器件，即在飽和導通的前提下，亮度隨著電流大小的變化而變化，不隨著其兩端電壓的變化而變化。專用芯片的最大特點是提供恒流源輸出，保證LED的穩定驅動，消除LED的閃爍現象。具有輸出電流大、恒流等特點，適用于要求大電流、高畫質的場合，如戶外全彩屏、室內全彩屏等。在前一篇中提到，如果LED燈珠在其額定參數范圍內及有良好散熱的情況下使用，LED的使用壽命可以很長。下面以尾燈模塊(位置燈和剎車燈)為例，在簡化模塊設計的前提下，如何給LED提供一個正常穩定持續的工作環境，以及當燈珠或燈串出現故障時，診斷保護和故障報錯如何發揮作用。 　　1.恒流工作設定　　在車載12伏系統中，通常電子模塊輸入電壓范圍大約在9-16伏。在這個相對比較寬泛電壓范圍內，與前置使用恒壓芯片的方案不同的是，使用線性恒流源驅動LED時，需要考慮在額定輸出電流情況下，最高輸入電壓時，線性驅動芯片上可以承受的最大功率?！　D1是一個使用線性恒流源驅動，組成位置燈和剎車燈共用部分的結構?！　? 圖1 線性恒流源驅動：位置燈和剎車燈共用部分組成結構 　　2.調光　　尾燈模塊中，當剎車燈和位置燈復用LED時，需要用到調光功能?！　≌{光分為模擬調光和數字調光?！　∧M調光：通過改變通過LED上的電流值來調節光源的亮度?！　底终{光：PWM占空比調光，即通過改變LED上的電流通斷時間來調節光源的亮度?！　∥矡糁谐Ｓ脭底终{光，相對模擬調光來說，數字調光精度更容易控制，而且LED的發光不容易產生色偏?！　∮捎趧x車燈和位置燈復用，在尾燈模塊中通常需要使用兩種數字調光的占空比。這時PWM信號可以有兩種來源：一種是來自外部BCM信號，另一種是尾燈模塊中有產生PWM信號的器件。有些驅動芯片(Basic和Basic+部分產品，英飛凌線性電流源系列)集成了PWM發生器，無需為產生 PWM 信號而增加微控制器或信號發生器。并且可以提供兩種占空比來實現剎車燈和位置燈復用功能。如圖1所示。當尾燈模塊中需要多個相同的PWM邏輯時，只使用一片帶有PWM發生器的驅動芯片輸出端，可以為級聯的多片驅動提供PWM信號輸入，達到在最大程度上簡化系統設計的目的。 　　3.診斷功能　　LED燈珠常見故障模式包括開路和短路兩種模式。當幾個LED串聯使用時，故障模式包括開路，整串短路，以及單顆LED短路?！　〈蟛糠智闆r下，開路是占到LED 故障模式的80%，短路發生占比一般較小?！　? 開路檢測　　線性恒流源驅動芯片通常采用對比供電電壓和輸出電壓的壓差方法來檢測是否發生開路?！　‘敊z測有開路發生時，可以做報錯，也可以做N-1功能(關閉同功能組的其他LED燈串)?！　? 整串短路　　當驅動芯片檢測到輸出電壓低于短路電平閾值以下時，會關掉該路輸出，達到保護芯片和PCB電路板的目的?！　? 單顆短路　　單個短路的情形相對上面兩種診斷來說難度更大一些。舉例，當三顆LED串聯情況下，其中一顆發生短路時的檢測方法如下。Basic+系列提供的方式是，以獨立的管腳連接電阻設定一個參考電壓，這個參考電壓設定應該在兩顆LED工作時的最大輸出電壓和三顆LED工作的最小輸出電壓之間。當發生單顆短路時，使用和整串開路/短路不同的故障處理方式，以便和這兩種故障加以區分。 　　4.保護功能　　? 過溫保護　　當驅動芯片和LED布置在同一塊PCB板上時，為了防止由于LED或者驅動芯片本身的過熱帶來的溫升，芯片集成限制輸出電流功能，以達到最終限制LED和驅動芯片的發熱情況。當驅動 芯片結溫接近最高溫度前，逐步減小輸出電流直到零安倍。當結溫下降后，輸出功能可自動恢復。這其中也包括了過載情況的保護?！　? 圖2 高結溫時輸出電流降低曲線示意圖 　　5.故障處理　　整車中尾燈模塊的電源上電和控制信號均來自于BCM，當尾燈運行時，如果發生故障時，報錯的反饋信息也是發送給BCM, 不同的BCM要求的報錯處理機制可能不盡相同。所以當尾燈模塊出現上述提到的情況， 會有以下不同的處理方式?！　￠_路或整串短路時　　?報錯后不關閉輸出　　?報錯后關閉輸出　　?報錯后延時關閉輸出　　單顆LED短路時　　?報錯后不關閉輸出　　?報錯，延時重試，如錯誤持續，則延時關閉輸出，如錯誤消失則恢復輸出?！　?報錯后延時關閉輸出，報錯信息自鎖，驅動芯片相應管腳需要重置后，恢復輸出?！　CM可以根據相關的報錯信息，區別不同的故障情況，對不同功能燈做相應后續處理?！　∩鲜龉收咸幚矸绞降牟煌M合，可以簡化模塊設計，使設計適應OEM的各種不同需求?！　【C上所述，利用智能線性驅動芯片的上述優勢，可以提高LED在汽車應用中的可靠性，優化模塊設計，實現最優成本控制。希望以上介紹能夠對大家使用相關產品有所幫助。 
    2022-11-07 8次
    帶寬應用中零漂移放大器注意事項
    　　零漂移運算放大器使用斬波、自穩零或這兩種技術的結合來消除不需要的低頻誤差源，例如失調和1/f噪聲。傳統上，此類放大器僅用于低帶寬應用中，因為這些技術在較高頻率時會產生偽像。只要系統設計時考慮了高頻誤差，例如紋波、毛刺和交調失真(IMD)等，較寬帶寬的解決方案也可以受益于零漂移運算放大器的出色直流性能?！　×闫萍夹g　　1斬波背景第一種零漂移技術是斬波，它將誤差調制到較高頻率，從而將失調和低頻噪聲與信號內容分離?！　D1顯示了(b)斬波如何將輸入信號(藍色波形)調制到方波，在放大器中處理該信號，然后(c)將輸出端信號解調回直流。與此同時，放大器中的低頻誤差(紅色波形)在(c)輸出端被調制到方波，然后(d)通過低通濾波器(LPF)濾波?！　? 圖 1. 在 (a) 輸入、(b) V1、(c) V2 和 (d) VOUT 端的信號(藍色)和誤差(紅色)的時域波形　　同樣，在頻域中，輸入信號(圖2中的藍色信號)被(b)調制到斬波頻率，在fCHOP由增益級處理，(c)在輸出端解調回直流，最后(d)通過LPF。放大器的失調和噪聲源(圖2中的紅色信號)在DC頻率通過增益級處理，(c)由輸出斬波開關調制到fCHOP，最后(d)由LPF濾波。由于采用方波調制，因此調制發生在調制頻率的奇數倍附近?！　? 圖 2. 在 (a) 輸入、(b) V1、(c) V2 和 (d) VOUT 端的信號(藍色)和誤差(紅色)的頻域頻譜　　從頻域和時域圖中均可看出，由于LPF不是理想的磚墻濾波器，因此調制噪聲和失調會造成一定的殘留誤差?！　?自穩零背景第二種零漂移技術自穩零，也是一種動態校正技術，其工作原理是采樣并消除放大器中的低頻誤差源?！　D3顯示了基本自穩零放大器的例子。它由具有失調和噪聲的放大器、重新配置輸入和輸出的開關以及自穩零采樣電容組成?！　? 圖 3. 基本自穩零放大器　　在自穩零階段(?1)，電路的輸入短接到一個公共電壓，自穩零電容對輸入失調電壓和噪聲進行采樣。請注意，在此階段，放大器無法用于信號放大。為使自穩零放大器以連續方式運行，必須讓兩個相同通道交錯。這稱為乒乓式自穩零?！　≡诜糯箅A段(?2)，輸入連接回信號路徑，放大器又可用于放大信號。低頻噪聲、失調和漂移通過自穩零來消除，剩余的誤差為誤差的當前值與前一樣本之差。由于低頻誤差源從?1到?2變化不大，因此這種減法效果很好。另一方面，高頻噪聲混疊到基帶，導致本底白噪聲提高，如圖4所示?！　∮捎谠肼曊郫B以及需要額外通道以支持連續工作，因此對于獨立的運算放大器，斬波可能是更有效的零漂移技術?！　?斬波偽像盡管斬波可以很好地消除不需要的失調、漂移和1/f噪聲，但它會產生不必要的交流偽像，例如輸出紋波和毛刺。ADI公司最近的零漂移產品已采取措施來減小這些偽像，并使其位于較高頻率，使得系統級濾波更容易?！　?紋波偽像斬波調制技術將低頻誤差移至斬波頻率的奇數次諧波，因此紋波是這種技術的后果。放大器設計人員采用許多方法來降低紋波的影響，包括：　　●生產失調微調：通過執行一次性初始微調，可以顯著降低標稱失調，但失調漂移和1/f噪聲仍然存在?！　　駭夭ê妥苑€零結合：放大器先自穩零，然后執行斬波，以將提高的噪聲譜密度(NSD)上調制到更高頻率。圖4顯示了斬波和自穩零后得到的噪聲頻譜?！　? 圖 4. 噪聲 PSD：斬波或自穩零之前，自穩零之后，斬波之后，斬波和自穩零之后　　●自動校正反饋(ACFB)：可以使用本地反饋環路來檢測輸出端的調制紋波，并在其來源處消除低頻誤差?！　?毛刺偽像毛刺是由斬波開關的電荷注入不匹配引起的瞬態尖峰。此類毛刺的幅度取決于許多因素，包括源阻抗和電荷不匹配量。毛刺尖峰不僅會在斬波頻率的偶數次諧波處引起偽像，而且會產生與斬波頻率成比例的殘余直流失調。圖5(左)顯示了這些尖峰在圖1中的V1(斬波開關內部)和V2(輸出斬波開關之后)處的外觀。在斬波頻率的偶數次諧波處的額外毛刺偽像是由有限放大器帶寬引起的，如圖5(右)所示?！　? 圖 5.(左)圖 1 中的 V1(斬波開關內部)和 V2(斬波開關外部)處的電荷注入導致的毛刺電壓;(右)圖 1 中 V1 和 V2 處的有限放大器帶寬引起的毛刺　　與紋波一樣，放大器設計人員也有降低零漂移放大器中的毛刺影響的技術：　　電荷注入微調：可以將可調整電荷注入斬波放大器的輸入端，以補償電荷不匹配，從而減少運算放大器輸入端的輸入電流量?！　《嗤ǖ罃夭ǎ哼@不僅減小了毛刺幅度，而且還將其移至更高頻率，使濾波更加容易。與簡單地在更高頻率執行斬波相比，該技術導致毛刺更頻繁，但幅度較小。圖6將典型的零漂移放大器與 ADA4522進行了比較，后者使用該技術顯著降低了毛刺的影響?！　　　? 圖 6. ADA4522 中的電壓尖峰降低到本底噪聲　　  圖 7. 斬波器放大器偽像，包括上調制紋波和電荷注入毛刺　　總結一下，圖7顯示了斬波放大器的輸出電壓，其中包含：　　●紋波，由斬波頻率奇數倍處的上調制失調和1/f噪聲引起?！　　衩?，由斬波開關的電荷注入不匹配和有限放大器帶寬在斬波頻率的偶數倍處引起?！　∠到y級考慮因素　　在數據采集解決方案中使用零漂移放大器時，務必了解頻率偽像的位置并作出相應的規劃?！　　ぁ　≡跀祿謨灾胁檎覕夭l率　　·　　數據手冊通常會明確說明斬波頻率，但通過查看噪聲頻譜圖也可以確定斬波頻率。ADI公司最新的幾款零漂移放大器的數據手冊顯示了偽像在頻譜中發生的位置?！　DA4528 數據手冊不僅在“應用信息”部分明確說明了200 kHz的斬波頻率，而且這也可以在圖8所示噪聲密度曲線中清楚地看出?！　? 圖 8. ADA4528 的噪聲密度曲線　　在ADA4522數據手冊的“工作原理”部分中，斬波頻率為4.8 MHz，失調和紋波校正環路工作在800 kHz。圖9顯示了ADA4522的噪聲密度，其中可以看到這些噪聲峰值。在單位增益時，由于環路的相位裕量較低，在6 MHz處也有一個噪聲凸起，這不是零漂移放大器所獨有的?！　? 圖 9. ADA4522 的噪聲密度曲線　　務必記住，數據手冊中描述的頻率是一個典型數值，可能因器件而異。因此，如果系統需要兩個斬波放大器進行差分信號調理，請使用雙通道放大器，因為兩個單通道放大器在斬波頻率方面可能略有不同，因而可能相互作用并引起額外的IMD?！　　ぁ　∑ヅ漭斎朐醋杩埂　　ぁ　∨c輸入源阻抗相互作用的瞬態電流毛刺可能會導致差分電壓誤差，從而可能在斬波頻率的倍數處產生額外的偽像。圖10顯示了ADA4522在源電阻不匹配情況下的噪聲密度曲線(底部)。為了解決這一潛在的誤差源，系統設計人員應確保斬波放大器的每個輸入看到的阻抗相同(頂部)?！　? 圖 10. ADA4522 中的噪聲：輸入源電阻匹配(頂部)和不匹配(底部)　　·　　IMD和混疊偽像　　·　　使用斬波放大器時，輸入信號可能與斬波頻率fCHOP混頻，從而在fIN ± fCHOP、fIN ± 2fCHOP、2fIN ± fCHOP…處產生IMD。這些IMD產物可能出現在目標頻段中，尤其是當fIN接近斬波頻率時。為了消除此問題，請選擇斬波頻率遠大于輸入信號帶寬的零漂移放大器，并確保在此放大器級之前濾除頻率接近fCHOP的干擾信號?！　∈褂肁DC對放大器輸出進行采樣時，斬波偽像也可能發生混疊。圖11顯示了ADC采樣時毛刺頻率混疊產生的IMD產物示例。這些IMD產物依賴于毛刺和紋波幅度，并且可能因器件而異。設計信號鏈時，有必要在ADC之前使用抗混疊濾波器以減少此IMD?！　? 圖 11. IMD 的一個示例，其中 ADC 對毛刺采樣，并在 fSAMPLE – 2fCHOP 處引起混疊?！　?nbsp;　　斬波偽像濾波　　在系統層次上，處理這些高頻偽像的最有效辦法是濾波。零漂移放大器和ADC之間的LPF減少了斬波偽像，并避免了混疊。因此，具有更高斬波頻率的放大器可放寬對LPF的要求，并支持更寬的信號帶寬?！　±?，圖13顯示了ADA4522使用圖12所示不同技術來減輕斬波偽像的效果：提高閉環增益，后置濾波，以及并聯使用電容和反饋電阻。  圖 12. 濾除偽像的放大器配置　　  圖 13. ADA4522 NSD，使用頂部顯示的一階濾波器方法：(左)提高增益會降低放大器帶寬，濾波器濾除噪聲尖峰;(右)使用 RC 濾波器。 　　根據系統對頻帶抑制的需求，可能需要一個更高階有源濾波器。ADI公司有許多資源可幫助設計濾波器，包括多重反饋濾波器教程和在線濾波器設計工具?！　×私鈹夭▊蜗癜l生的頻率可以幫助創建所需的濾波器。表1列出了零漂移放大器引起的交流偽像的位置?！　?  　　結論　　通過了解零漂移放大器中的高頻偽像，系統設計人員可以更有信心地將零漂移放大器用于更寬帶寬的應用。系統設計考量因素包括：　　●零漂移放大器輸入端的源輸入阻抗應匹配　　●使用雙通道放大器進行差分信號調理　　●在數據手冊噪聲頻譜中找到偽像的頻率　　●設計濾波器以降低動態降失調技術所引起的高頻偽像的影響　　●了解頻域中的高頻偽像并作出合理規劃 
    2022-11-07 11次
    ADI精密信號鏈設計-可編程增益儀表放大器
    　　精密數據采集子系統通常由高性能的分立線性信號鏈模塊組成，用于測量和保護、調整和獲取，或生成和驅動。在開發這些數據采集信號鏈時，硬件開發人員通常需要高輸入阻抗來直接連接多個傳感器。在這種情況下，通常需要使用可編程增益使電路適應具有可變共模電壓的不同輸入信號振幅-單極性或雙極性和單端或差分信號。PGIA傳統上，它是由單端導出組成的，基于全差分和高精度，該導出不能直接全速驅動SAR架構的ADC，至少需要一個信號調節或驅動級放大器。隨著人們越來越重視通過系統軟件和應用程序提供不同的系統解決方案，整個行業正在迅速發展和變化。然而，由于緊張的研發預算和上市時間的限制，構建模擬電路和生產原始形狀來驗證其功能的時間越來越少。這增加了硬件開發資源的壓力，需要進一步減少設計迭代。本文主要介紹了分立寬帶的設計PGIA注意重要方面，并展示它們PGIA驅動高速信號鏈μModule?數據收集解決方案的精確性能。  　　一、PGIA設計描述　　圖1顯示分立式寬帶全差分PGIA簡化電路的框圖。有關此PGIA電路的關鍵規格和設計要求，請參見表1 表1. PGIA設計限制和關鍵規格 　　ADI分立式PGIA使用以下部件構建：　　●ADA4898-1 低噪聲高速放大器　　●LT5400 低噪聲高速放大器　　●ADG1209 低電容iCMOS?多路復用器，用于控制PGIA增益　　●ADA4945-1 寬帶全差分放大器(FDA)　　ADI這款寬帶PGIA電路選擇使用這些分立式組件來滿足表1中突出顯示的PGIA規格，用于在驅動全差分高速信號鏈μModule數據采集解決方案(例如 ADAQ23875 和 ADAQ23878)和以及ADC(例如 LTC2387-16/LTC2387-18)時實現優化的交流和直流性能?！　? 圖 1. 簡化的 PGIA 電路框圖 　　二、設計技巧和組件選擇這款寬帶分立式PGIA解決方案能否驅動基于高速SAR架構的信號鏈μModule解決方案和實現優化性能，取決于放大器和FDA的關鍵規格(例如帶寬、擺率、噪聲和失真)。選擇ADA4898-1和ADA4945-1是因為其增益帶寬積(GBW)支持該信號鏈的總體帶寬要求。只有驅動ADC(例如LTC2387-16/LTC2387-18)時，才需要使用ADA4945-1 (FDA)。設置PGIA增益的標準取決于所選的放大器、反饋電阻和多路復用器，我們將在下一節中詳細討論。 　　三、設置PGIA增益　　選擇增益和反饋電阻　　放大器的增益電阻和反饋電阻應該精確匹配。LT5400四通道電阻網絡提供0.2 ppm/°C的匹配漂移和0.01%的電阻匹配，工作溫度范圍很寬，共模抑制比(CMRR)優于獨立匹配電阻。FDA周圍的增益電阻也需要精準匹配，以實現優化的CMRR性能?！　T5400電阻網絡用于設置放大器的增益。增益計算如公式1至公式3所示?！　? 　　  　　使用LT5400時，通過設置R1 = R4和R2 = R3，增益為：　　  放大器的增益和FDA(固定增益為2)構成了PGIA的總增益，如表2所示　　LT5400系列提供多種電阻選項，如表2所示?？梢允褂脝挝辉鲆媾渲玫姆糯笃鱽砼月稟DG1209多路復用器，所以在本例中，總PGIA設置為2?！　? 表2. LT5400電阻選項和等效增益 　　要將增益設置為高于20，需要在兩個ADA4898-1放大器的反相輸入端之間添加一個外部精密匹配的增益電阻(RGAIN)，并使用LT5400-4作為反饋電阻來實現目標增益64和128，如圖2所示?！　∫嬎鉘GAIN值，請參考公式4至8?！　? 　　  　　  　　  　　要實現所需的增益，RGAIN的值應為：　　   　　選擇多路復用器　　使用多路復用器，通過選擇LT5400四通道電阻網絡可控制該PGIA電路的多個增益。為這個寬帶分立式PGIA設計選擇多路復用器時，應考慮多路復用器的多個重要參數，例如導通電阻(RON)、導通電容(CON)和關斷電容(COFF)。在這個寬帶PGIA設計中，建議使用ADG1209多路復用器。在放大器的反饋路徑中添加補償電容(Cc)，會盡可能減小增益頻響的高頻尖峰(提高放大器的穩定性)，并降低多路復用器導通/關斷電容的影響。Cc與RON、反饋電阻和增益電阻會構成一個極點，該極點將會補償反饋環路增益中寄生電容產生的零點的影響。應優化Cc值，以實現所需的閉環響應。當ADA4898-1電路中使用更高的反饋電阻值時，因為其高輸入電容(ADA4898-1的輸入共模電容為2.5pF，差模電容為3.2pF)，在閉環增益的頻響中會出現更高的尖峰。為了避免這個問題，在ADA4898-1中一個更高的反饋電阻需要并聯一個反饋電容。如圖2所示，此處選擇了 ADA4898-1 數據手冊中推薦的優化Cc值2.7 pF。使用更小的Cc時，使增益頻響的尖峰更高，但是如果使用的Cc過大，則會影響閉環增益的增益平坦度?！　? 圖 2. 多路復用器、LT5400 和 RGAIN 電阻設置 PGIA 增益  　　四、PGIA電源　　圖3顯示用于評估該分立式寬帶寬PGIA設計性能的評估板。 圖 3. 分立式寬帶寬 PGIA 評估板 　　由兩個高速ADA4898-1放大器和一個ADG1209多路復用器構成的PGIA前端需要使用±15 V電源來驅動，而ADA4945-1 FDA需要使用6 V和2 V電源軌來實現優化信號鏈性能。雖然此板需要使用臺式電源，但是針對該PGIA電路，我們更推薦 LTpowerPlanner? 電源軌的樹形結構設計，它同樣展示了每個電源軌的負載電流，可參考圖4?！　? 圖 4. 推薦的電源樹  　　五、PGIA性能　　帶寬　　圖5顯示在不同的增益設置下，閉環增益與頻率的關系圖。當PGIA增益從2增大到128，其帶寬會降低，而其折合到輸出端(RTO)的噪聲會增大;因此，信噪比 (SNR)會降低?！　? 圖 5. 帶寬與頻率的關系 　　CMRR　　圖6顯示在不同的PGIA增益設置下，CMRR與頻率的關系圖。 圖 6. CMRR 與頻率的關系 　　失真　　Audio Precision? (APX555)信號分析儀用于測試PGIA板(圖4)的失真性能，通過對不同的增益設置施加不同的輸入電壓，將其輸出設置為8.192 V p-p。圖7顯示分立式寬帶PGIA的總諧波失真(THD)與頻率性能之間的關系?！　? 圖 7. PGIA THD 與頻率的關系 　　關鍵規格匯總　　表3列出了使用分立式PGIA評估板(圖4)在測試臺上測得的關鍵PGIA規格，例如帶寬、擺率、漂移和失真。 表3. 獨立的PGIA的關鍵規格 　　六、驅動信號鏈的PGIA μModule解決方案　　圖8顯示選定的多路復用器作為兩個低噪聲、高速放大器ADA4898-1的增益輸入端與LT5400精密電阻網絡并聯構成的寬帶PGIA可以驅動有15MSPS采樣速率的ADAQ23875信號鏈uModule。ADAQ23875包含內部全差分放大器;因此，應旁路寬帶分立式PGIA評估板(圖4)中的FDA模塊。Audio Precision (APx555)信號源用于評估SNR和THD，在本例中，輸入幅度設置為約–0.5 dBFS?！　? 圖 8. 驅動 ADAQ23875 的分立式 PGIA 的簡化信號鏈 　　完整信號鏈性能　　噪聲　　有關完整信號鏈(圖8)在特定輸入范圍或增益設置下的動態范圍和折合到輸入端(RTI)的噪聲，請參考表4。 表4. PGIA驅動ADAQ23875時的動態范圍和RTI噪聲 　　使用ADA4898-1放大器時，驅動ADAQ23875的分立式PGIA的SNR性能與頻率的關系圖如圖9所示。PGIA增益增大時，整個動態范圍或SNR會降低，這是由于單個電阻、放大器和μModule解決方案本身的噪聲引起的?！　DAQ23878的高精度性能與高采樣速率相結合，可降低噪聲并支持過采樣，以實現極低的RMS噪聲并在寬帶內檢測小幅度信號。換句話說，對快速瞬變和小信號電平進行數字化處理時，15 MSPS的采樣速率大大放寬了抗混疊濾波器要求并充分提高了帶寬。過采樣是指以比兩倍信號帶寬(滿足奈奎斯特標準所必需)快得多的速度進行采樣。例如，對ADAQ23875進行4倍過采樣可額外提供1位分辨率，或增加6 dB的動態范圍，換言之，由于此過采樣而實現的動態范圍改進定義為：ΔDR = 10 × log10 (OSR)，單位dB。ADAQ23875的典型動態范圍在15 MSPS時為91 dB，對于4.096 V基準電壓源，其輸入對地短路。例如，當ADAQ23875進行256倍過采樣時，這對應于29.297 kHz的信號帶寬和接近111 dB的動態范圍(對于不同的增益選項)，因此可以精確檢測出μV級別的小信號。為了適應所執行的測量，可以應用額外的過采樣來權衡噪聲和帶寬。 圖 9. 使用 PGIA 驅動 ADAQ23875 時，SNR 與頻率的關系 　　失真　　圖10和圖11顯示使用分立式PGIA驅動ADAQ23875時，信號鏈(高達100 kHz，從100 kHz至1 MHz)的THD性能。由于ADA4898-1的帶寬和擺率開始下降，THD會隨著PGIA增益和輸入信號頻率增大而逐漸下降。圖11還顯示了使用PGIA驅動ADAQ23875，以及使用LTC6373和ADA945-1的組合在15 MSPS采樣率下驅動LTC2387-16時，兩個信號鏈的THD性能比較?！　? 圖 10. 使用 PGIA 驅動 ADAQ23875 時，THD 與頻率的關系　　  圖 11. PGIA 驅動 ADAQ23875 以及 LTC6373 + ADA4945-1 驅動 LTC2387-16 時，THD 信號鏈的性能比較 　　積分非線性(INL)和差分非線性(DNL)　　使用PGIA驅動ADAQ23875時，必須保持信號鏈的整體直流精度，這一點也很重要。圖12和圖13顯示PGIA增益為2時，典型的INL和DNL性能。對于所有其他增益設置，INL和DNL一般都保持在±0.5 LSB以內?！　? 圖 12. 驅動 ADAQ23875 的 PGIA (G = 2) 的 INL 圖　　  圖 13. 驅動 ADAQ23875 的 PGIA (G = 2) 的 DNL 圖 　　總結：　　本文介紹使用ADA4898-1放大器，ADG1209多路復用器和LT5400精密匹配電阻構成分立寬帶寬帶PGIA設計。設計從幾十毫伏到100毫伏到10V單端/差分信號輸入范圍，同時驅動16位15MSPS采樣率的ADAQ23875信號鏈μModule解決方案可以實現高精度測量。并使用市場上可用的單片PGIA與完整的信號鏈相比，它可以提供更好的整體精度性能。這種寬帶寬帶信號鏈是專門為特定的客戶群體定制的，旨在構建一用于自動測試設備、電源監控和分析儀的測試儀器。
    2022-11-03 26次
    無刷直流電機的梯形控制
    　　梯形控制是無刷直流(以下簡稱“BLDC”)電機最簡單的控制方法之一，它施加方波電流，使電機相位與BLDC電機的梯形反電動勢波形對齊，以獲得最佳轉矩。BLDC 的梯形控制適用于白家電、制冷壓縮機、暖通空調(HVAC)鼓風機、冷凝器、工業驅動、泵和機器人等多種應用電機控制系統設計?！　? 　　構成驅動電機的三相逆變器的MOSFET具有六種開/關狀態組合，從而在轉子磁場的旋轉平面內產生六種可能的定子磁場方向。因此，該方法也稱為六步法或120°塊換向。根據電機的所需旋轉方向，六種可能的逆變器狀態必須遵循特定的順序，以便定子和轉子磁場方向布置產生最大轉矩。轉子位置反饋通常通過安裝在電機上的霍爾傳感器(有傳感器)或通過在旋轉時(無傳感器)感測電機相位的反電動勢來實現，從而確定適當的換向時序?！　? 圖1：霍爾傳感器換向時序圖　　有傳感器式梯形控制不需要任何電壓或電流反饋信號即可運行。它使用來自霍爾傳感器的位置反饋來確定為電機各相位通電的正確順序。安裝在電機上的霍爾傳感器通過轉子永磁體旋轉磁場產生的霍爾效應來感測轉子位置。即使在啟動時，也可以進行適當的換向，因為即使在零速下，轉子位置信息也存在?！　? 圖2：有傳感器式電機梯形控制系統框圖　　無傳感器的梯形控制使用電機旋轉產生的反電動勢來確定適當的電機換向順序。對于梯形控制，一次只能通電兩個電機相位。由于非通電相位中沒有電流流動，因此此時可以直接感測反電動勢。在非通電階段，反電動勢呈線性增加或減少。大多數用于梯形控制的反電動勢位置反饋技術都依賴于涉及反電動勢過零檢測(ZCD)的方法。監測反電動勢，以確定它何時越過參考點——電機中性電壓或直流總線電壓的一半?！　? 圖3：無傳感器的電機梯形控制系統框圖　　雖然有傳感器的梯形控制更容易實施，但由于在電機中安裝了霍爾傳感器，需要增加成本，還需要從電機進行更多布線，這在某些環境中不太可行。無傳感器控制更為復雜，必須針對特定負載或工作條件進行調整，且在重載下可能難以啟動。不過，無傳感器控制非常適合已知負載曲線或負載隨速度增加的應用如風扇?！　∑渌O計注意事項　　在為您的應用考慮BLDC電機控制設計時，您還需要考慮一些關鍵設計因素，包括：　　◆ 過流保護(以下簡稱“OCP”)——硬件、軟件或兩者都可實現OCP，以限制電流和緩解硬故障?！　　暨^壓保護(OVP)——硬件、軟件或兩者均可保護電機免受破壞性電壓的影響?！　　暨^溫保護(OTP)——監測逆變器中的MOSFET工作溫度非常重要，尤其是在溫度范圍較寬的環境中?！　　鬗OSFET選擇—安森美(onsemi)全面的高能效屏蔽柵溝槽型MOSFET產品組合可根據您的特定設計要求進行定制，以實現電機控制系統的卓越性能?！　「叨燃傻碾姍C控制方案可實現節能。梯形BLDC控制的優點包括控制算法簡單、效率高，電機簡單，可實現長的使用壽命和更低的運營成本。梯形控制與基本保護和設計技術相結合，提高電機的控制和精度，是驅動電動工具和機器人電機的最高效方法之一。 
    2022-11-01 25次
    各種類型的混頻器基礎知識大盤點!
    　　顧名思義，混頻器將兩個輸入信號混合，產生其頻率之和或頻率之差。利用混頻器產生比輸入信號高的輸出頻率時(兩個頻率相加)，稱為上變頻;利用混頻器產生比輸入信號低的輸出頻率時，稱為下變頻?！　∫?、單/雙/三平衡無源混頻器　　最常見的混頻器類型是無源混頻器。此類混頻器有不同的設計樣式，如單端、單平衡、雙平衡和三平衡等。使用最廣泛的架構是雙平衡混頻器。這種混頻器很受歡迎，因為其性能出色，實現和架構簡單，性價比高，并能提供多種選項?！　o源混頻器通常以簡易性而出名，不需要任何外部直流電源或特殊設置。此類混頻器還有其他為人所稱道的特性，包括寬帶寬性能、良好的動態范圍、低噪聲系數(NF)以及端口間良好的隔離。此類混頻器的設計及其無外部直流電源要求的優勢，使得混頻器輸出端的噪聲系數很低。一個較好的經驗法則是，無源混頻器的噪聲系數等于其轉換損耗。此類混頻器非常適合有低噪聲系數要求的應用，而有源混頻器無法滿足這一要求。此類混頻器擅長的另一個領域是高頻和寬帶寬設計。從RF一直到毫米波頻率，它們都能提供良好的性能?；祛l器的另一個重要特性是不同端口之間的隔離。此特性往往決定了具體應用可使用何種混頻器。三平衡無源混頻器的隔離性能通常最佳，但其架構復雜，而且其他特性(如線性度等)有些不足;雙平衡無源混頻器的端口間隔離性能良好，同時架構較簡單。對大多數應用而言，雙平衡混頻器實現了隔離度、線性度和噪聲系數的最佳組合?！　【托盘栨溦w而言，線性度(也常用三階交調截點IIP3來衡量)是RF和微波設計的最重要特性之一。無源混頻器通常以高線性度性能而出名。遺憾的是，為了實現最佳性能，無源混頻器需要高LO輸入功率。多數無源混頻器使用二極管或FET晶體管，需要大約13 dBm到20 dBm的LO驅動，這對某些應用情形來說是相當高的。高LO驅動要求是無源混頻器的最大弱點之一。無源混頻器的另一個弱點是混頻器輸出端的轉換損耗。此類混頻器是無增益模塊的無源元件，故而混頻器輸出端往往有很高的信號損耗。例如，若混頻器的輸入功率為0 dBm，且混頻器有9 dB的轉換損耗，則混頻器輸出將是–9 dBm?？偟膩碚f，此類混頻器非常適合測試測量和軍用市場　　無源混頻器的優勢　　●寬帶寬　　●高動態范圍　　●低噪聲系數　　●高端口間隔離　　  圖1. I/Q混頻器框圖和鏡像抑制頻域圖　　二、I/Q鏡像抑制(IRM)混頻器　　I/Q混頻器是一類無源混頻器，它不但擁有常規無源混頻器的優勢，還具備其他優勢，即不通過任何外部濾波便可消除不需要的鏡像信號。此類混頻器用作下變頻器時也稱為IRM(鏡像抑制混頻器)，用作上變頻器時則稱為SSB(單邊帶混頻器)。I/Q混頻器由兩個雙平衡混頻器構成，LO信號一分為二，然后經過相移而相差90°(一個混頻器為0°，另一個混頻器為90°)。通過此相移，混頻器得以僅產生一個邊帶(需要的)信號，而抑制不需要的信號?！　D2在同一頻譜圖上顯示了I/Q混頻器(紫色線)和雙平衡混頻器(藍色線)的性能?？梢钥吹?，I/Q混頻器通過提供45 dB抑制來抑制不需要的低邊帶，而雙平衡混頻器同時產生了高邊帶和低邊帶?！　? 圖2. HMC773A無源混頻器和HMC8191 I/Q混頻器的頻譜圖，IF輸入為1 GHz， LO輸入為16 GHz　　像雙平衡無源混頻器一樣，I/Q混頻器也需要高LO輸入功率。從架構看，I/Q混頻器采用兩個雙平衡混頻器，因此與兩個雙平衡混頻器相比，所需的LO驅動往往要再多出大約3 dB。I/Q混頻器對精密平衡的相位和幅度輸入匹配很敏感。輸入信號、混合結構、系統板或混頻器本身的任何偏離90°的相移或幅度失衡，都會直接影響鏡像抑制水平。通過外部校準混頻器以改善性能，可以校正這些誤差的影響?！　∮捎谶厧б种铺匦?，I/Q混頻器常用于需要消除邊帶但不通過外部濾波的應用，同時它能提供非常好的噪聲系數和線性度。此類市場的常見例子是微波點對點回程通信、測試測量儀器儀表和軍事用途?！　/Q混頻器的優勢　　●固有的鏡像抑制　　●無需昂貴的濾波　　●良好的幅度和相位匹配　　三、有源混頻器　　有源混頻器主要有兩類：單平衡和雙平衡(也稱為吉爾伯特單元)混頻器。有源混頻器的優勢是LO端口和RF輸出端內置增益模塊。此類混頻器會為輸出信號提供一定的轉換增益，并且輸入LO功率要求較低。有源混頻器的典型LO輸入功率是0 dBm左右，遠低于大多數無源混頻器?！　∮性椿祛l器常常還集成LO倍頻器，用來將LO頻率倍乘到更高的頻率。此倍頻器對客戶非常有利，無需高LO頻率便可驅動混頻器。有源混頻器通常具有很好的端口間隔離。然而，其缺點是噪聲系數較高，而且多數情況下線性度較低。對輸入直流電源的需求影響了有源混頻器的噪聲系數和線性度。有源混頻器常用于通信和軍用市場，低LO驅動和集成轉換增益的需求對此類市場可能很重要。在測試測量市場，有源混頻器主要用作IF子部分的第三級或最后一級混頻器，或用于低端儀表(集成化和高性價比設計比噪聲系數更重要)?！　∮性椿祛l器的優勢　　●高集成度、小尺寸　　●LO驅動要求低　　●集成LO倍頻器　　●良好的隔離，但線性度和噪聲系數不佳　　四、集成頻率轉換混頻器　　由于客戶需要更完整的信號鏈解決方案，所以集成頻率轉換器變得頗受歡迎。此類器件由不同功能模塊構成，這些模塊連接在一起形成一個子系統，使得客戶的最終系統設計更簡單。此類器件在同一封裝或芯片中集成不同模塊，例如混頻器、PLL(鎖相環)、VCO(壓控振蕩器)、倍頻器、增益模塊、檢波器等等?？蓪⒋祟惼骷谱鞒蒘IP(系統化封裝)，即把多個裸片組裝到同一封裝中，或一個裸片包括所有設計模塊?！　⊥ㄟ^將多個器件集成到一個芯片或封裝中，頻率轉換器可以給設計人員帶來很大好處，比如：尺寸更小、器件更少、設計架構更簡單，更重要的是，產品上市時間更快?！　? 圖3. 集成頻率轉換混頻器HMC6147A的功能框圖 
    2022-10-29 25次
    基于熱敏電阻的溫度測量系統的設計挑戰和電路配置
     基于熱敏電阻的溫度測量系統的歷史和設計挑戰，以及它與基于電阻溫度檢測器(RTD)的溫度測量系統的比較。此外，本文還會簡要介紹熱敏電阻選擇、配置權衡，以及Σ-Δ型模數轉換器(ADC)在該應用領域中的重要作用。 　　●熱敏電阻與RTD　　正如文章 "如何選擇并設計理想RTD溫度檢測系統" 中所討論的，RTD是一種電阻值隨溫度變化的電阻器。熱敏電阻的工作方式與RTD類似。RTD僅有正溫度系數，熱敏電阻則不同，既可以有正溫度系數，也可以有負溫度系數。負溫度系數(NTC)熱敏電阻的阻值會隨著溫度升高而減小，而正溫度系數(PTC)熱敏電阻的阻值會隨著溫度升高而增大。圖1顯示了典型NTC和PTC熱敏電阻的響應特性，以及它們與RTD曲線的比較?！　? 圖 1. 熱敏電阻與 RTD 的響應特性比較 　　在溫度范圍方面，RTD曲線接近線性，而熱敏電阻具有非線性(指數)特性，因此前者覆蓋的溫度范圍(通常為–200°C至+850°C)比后者要寬得多。RTD通常提供眾所周知的標準化曲線，而熱敏電阻曲線則因制造商而異。我們將在本文的"熱敏電阻選擇指南"部分詳細討論這一點?！　崦綦娮栌蓮秃喜牧稀ǔＪ翘沾?、聚合物或半導體(通常是金屬氧化物)——制成，與由純金屬(鉑、鎳或銅)制成的RTD相比，前者要小得多且更便宜，但不如后者堅固。熱敏電阻能夠比RTD更快地檢測溫度變化，從而提供更快的反饋。因此，熱敏電阻傳感器常用于要求低成本、小尺寸、更快響應速度、更高靈敏度且溫度范圍受限的應用，例如監控電子設備、家庭和樓宇控制、科學實驗室，或商業或工業應用中的熱電偶所使用的冷端補償?！　≡诖蠖鄶登闆r下，精密溫度測量應用使用NTC熱敏電阻，而非PTC熱敏電阻。有一些PTC熱敏電阻被用于過流輸入保護電路，或用作安全應用的可復位保險絲。PTC熱敏電阻的電阻-溫度曲線在達到其切換點(或居里點)之前有一個非常小的NTC區域;超過切換點之后，在幾攝氏度的范圍內，其電阻會急劇增加幾個數量級。因此，在過流情況下，PTC熱敏電阻在超過切換溫度后會產生大量自發熱，其電阻會急劇增加，導致輸入系統的電流減少，從而防止系統發生損壞。PTC熱敏電阻的切換點通常在60°C和120°C之間，因此它不適合用在寬溫度范圍應用中監控溫度測量結果?！　”疚闹攸c介紹能夠測量或監控–80°C至+150°C溫度范圍的NTC熱敏電阻。NTC熱敏電阻在25°C時的標稱電阻從幾歐姆到10 MΩ不等。如圖1所示，與RTD相比，熱敏電阻每攝氏度的電阻變化更為顯著。熱敏電阻的高靈敏度和高電阻值使得其前端電路比RTD要簡單得多，因為熱敏電阻不需要任何特殊的接線配置(例如3線或4線)來補償引線電阻。熱敏電阻設計僅使用簡單的2線配置?！　”?顯示了RTD、NTC和PTC熱敏電阻的優缺點 表1. 熱敏電阻與RTD 　　●基于熱敏電阻的溫度測量挑戰　　高精度的熱敏電阻溫度測量需要精密信號調理、模數轉換、線性化和補償，如圖2所示。盡管信號鏈看起來簡單明了，但其中涉及的幾個復雜因素也會影響整個系統的電路板尺寸、成本和性能。ADI精密ADC產品組合中有幾種集成解決方案，例如 AD7124-4/AD7124-8，它們能為溫度系統設計帶來多方面好處，應用所需的大部分構建模塊都已內置。但是，設計和優化基于熱敏電阻的溫度測量解決方案涉及到多種挑戰?！　? 圖 2. 典型 NTC 熱敏電阻測量信號鏈模塊 　　●挑戰包括：　　·市場上有各種各樣的熱敏電阻?！　　と绾螢榫唧w應用選擇合適的熱敏電阻?　　·與RTD一樣，熱敏電阻是無源器件，自身不會產生電氣輸出。使用激勵電流或電壓來測量傳感器的電阻，即讓一個小電流經過傳感器以產生電壓?！　　烊绾芜x擇電流/電壓?　　§熱敏電阻信號應如何調理?　　§如何調整上述變量，以便在規格范圍內使用轉換器或其他構建模塊?　　§在一個系統中連接多個熱敏電阻：傳感器如何連接?不同傳感器之間是否能共享一些模塊?對系統整體性能有何影響?　　§熱敏電阻的一個主要問題是其非線性響應和系統精度?！　　煸O計的預期誤差是多少?　　§使用哪些線性化和補償技術來實現目標性能?§本文將討論所有這些挑戰，并就如何解決這些問題和進一步簡化此類系統的設計過程提供建議。  　　●熱敏電阻選擇指南　　當今市場上有很多NTC熱敏電阻可供選擇，為具體應用選擇特定的熱敏電阻可能相當具有挑戰性。請注意，熱敏電阻按其標稱值列出，即25°C時的標稱電阻。因此，10 kΩ熱敏電阻在25°C時的標稱電阻為10 kΩ。熱敏電阻的標稱或基本電阻值從幾歐姆到10 MΩ不等。標稱電阻較低(10 kΩ或更低)的熱敏電阻，支持的溫度范圍通常也較低，例如–50°C至+70°C。標稱電阻較高的熱敏電阻，可支持最高300°C的溫度?！　崦綦娮柙山饘傺趸镏瞥?。熱敏電阻有珠狀、徑向和SMD等形式。珠狀熱敏電阻采用環氧樹脂涂層或玻璃封裝，以提供額外保護。環氧樹脂涂層珠狀熱敏電阻、徑向和SMD熱敏電阻適用于最高150°C的溫度。玻璃涂層珠狀熱敏電阻適用于高溫測量。所有類型熱敏電阻的涂層/封裝還能防止腐蝕。一些熱敏電阻還具有額外的外殼，以在惡劣環境中提供進一步的保護。與徑向/SMD熱敏電阻相比，珠狀熱敏電阻具有更快的響應時間。然而，后者不如前者那么穩健。因此，使用何種熱敏電阻取決于最終應用和熱敏電阻所處的環境。熱敏電阻的長期穩定性取決于制造材料及其封裝和結構。例如，環氧樹脂涂層的NTC熱敏電阻每年可能變化0.2°C，而密封的熱敏電阻每年僅變化0.02°C?！　〔煌瑹崦綦娮栌胁煌木?。標準熱敏電阻的精度通常為0.5°C至1.5°C。熱敏電阻的標稱電阻值和β值(25°C至50°C/85°C關系)有一個容差。請注意，熱敏電阻的β值取決于制造商。例如，不同制造商生產的10 kΩ NTC熱敏電阻會有不同的β值。對于較高精度的系統，可以使用Omega? 44xxx系列等熱敏電阻。在0°C至70°C的溫度范圍內，其精度為0.1°C或0.2°C。因此，所測量的溫度范圍以及該溫度范圍內所需的精度決定了一個熱敏電阻是否適合特定應用。請注意，Omega 44xxx系列的精度越高，其成本也越高?！　∫虼?，使用何種熱敏電阻取決于：　　·被測溫度范圍　　·精度要求　　·使用熱敏電阻的環境　　·長期穩定性　　·線性化：β與Steinhart-Hart方程　　為了將電阻轉換為攝氏度，通常使用β值。知道兩個溫度點以及每個溫度點對應的電阻，便可確定β值?！　? 　　其中：　　RT1 = 溫度1時的電阻　　RT2 = 溫度2時的電阻　　T1 = 溫度1 (K)　　T2 = 溫度2 (K)　　熱敏電阻的數據手冊通常會列出兩種情況的β值：　　·兩個溫度分別為25°C和50°C　　·兩個溫度分別為25°C和85°C　　用戶使用接近設計所用溫度范圍的β值。大多數熱敏電阻數據手冊在列出β值的同時，還會列出25°C時的電阻容差和β值的容差?！　≥^高精度的熱敏電阻(如Omega 44xxx系列)和較高精度的最終解決方案使用Steinhart-Hart方程將電阻轉換為攝氏度。公式2需要三個常數A、B和C，這些常數同樣由傳感器制造商提供。公式的系數是利用三個溫度點生成的，因此所得公式盡可能減少了線性化引入的誤差(線性化引起的誤差通常為0.02°C)?！　? 　　其中：　　A、B、C是從三個溫度測試點得出的常數?！　 = 熱敏電阻的阻值，單位為Ω　　T = 溫度，單位為K　　電流?電壓激勵　　圖3顯示了傳感器的電流激勵。將激勵電流作用于熱敏電阻，并將相同電流作用于精密電阻;精密電阻用作測量的參考。參考電阻的值必須大于或等于熱敏電阻的最高電阻值(取決于系統中測量的最低溫度)。選擇激勵電流的大小時，同樣要考慮熱敏電阻的最大電阻值，以確保傳感器和參考電阻兩端產生的電壓始終處于電子設備可接受的水平。激勵電流源需要一定的裕量或輸出順從性。如果熱敏電阻在所測量的最低溫度時具有較大電阻，則激勵電流值將非常低。因此，高溫下熱敏電阻兩端產生的電壓很小。為了優化這些低電平信號的測量，可以使用可編程增益級。然而，增益需要動態編程，因為來自熱敏電阻的信號電平會隨溫度發生顯著變化?！　? 圖 3. 熱敏電阻的電流激勵　　另一個方案是設置增益但使用動態激勵電流。當來自熱敏電阻的信號電平發生變化時，激勵電流值也會動態變化，使得熱敏電阻兩端產生的電壓處于電子設備的額定輸入范圍內。用戶必須確保參考電阻兩端產生的電壓也處于電子設備可接受的水平。這兩種方案都需要高水平的控制，持續監測熱敏電阻兩端的電壓，以確保信號能被電子設備測量。有沒有更簡單的方案?我們來看看電壓激勵?！　? 圖 4. 熱敏電阻的電壓激勵當熱敏電阻由恒定電壓激勵時，通過熱敏電阻的電流將隨著熱敏電阻阻值的變化而自動縮放?，F在使用精密檢測電阻，而不使用參考電阻，其目的是計算流過熱敏電阻的電流，這樣就能計算出熱敏電阻的阻值。由于激勵電壓也用作ADC基準電壓，因此無需增益級。處理器無需監控熱敏電阻兩端的電壓，無需確定該信號電平能否被電子設備測量，也無需計算要將增益/激勵電流調整到什么值。這是本文中使用的方法。 　　熱敏電阻阻值范圍?激勵　　如果熱敏電阻的標稱電阻和阻值范圍較小，那么電壓或電流激勵均可使用。在這種情況下，激勵電流和增益可以是固定值。電路將如圖3所示。這種方法很有用，因為流過傳感器和參考電阻的電流是可控的，這在低功耗應用中很有價值。此外，熱敏電阻的自發熱也極小?！　朔Q電阻較低的熱敏電阻也可以使用電壓激勵。但是，用戶必須確保通過傳感器的電流對于傳感器本身或應用而言任何時候都不能太大。當使用標稱電阻和溫度范圍均較大的熱敏電阻時，電壓激勵會使系統更容易實現。較大標稱電阻確保標稱電流處于合理水平。但是，設計人員需要確保電流在應用支持的整個溫度范圍內處于可接受的水平。 　　Σ-Δ ADC在基于熱敏電阻的應用中的重要作用　　當設計熱敏電阻測量系統時，Σ-Δ ADC能提供多方面優勢。首先，Σ-Δ型ADC能夠對模擬輸入過采樣，從而盡可能地減少外部濾波，只需要簡單的RC濾波器。另外，它們支持靈活地選擇濾波器類型和輸出數據速率。在采用市電供電的設計中，內置數字濾波可用來抑制交流電源的干擾。AD7124-4/AD7124-8等24位器件的峰峰值分辨率21.7位(最大值)，因此它們能提供高分辨率?！　∑渌麅烖c包括：　　·寬共模范圍的模擬輸入　　·寬共模范圍的基準輸入　　·能夠支持比率式配置　　·有些Σ-Δ型ADC集成了很多功能，包括：　　·PGA　　·內部基準電壓源　　·基準電壓源/模擬輸入緩沖器　　·校準功能　　·使用Σ-Δ ADC可大幅簡化熱敏電阻設計，減少BOM，降低系統成本，縮小電路板空間，并縮短產品上市時間?！　”疚膶D7124-4/AD7124-8用作ADC，它們是集成PGA、嵌入式基準電壓源、模擬輸入和基準電壓緩沖器的低噪聲、低電流精密ADC?！　崦綦娮桦娐放渲谩嚷适脚渲谩　o論使用激勵電流還是激勵電壓，都建議使用比率式配置，其中基準電壓和傳感器電壓是從同一激勵源獲得。這意味著激勵源的任何變化都不會影響測量的精度?！　D5顯示，恒定激勵電流為熱敏電阻和精密電阻RREF供電，RREF上產生的電壓就是熱敏電阻測量的基準電壓。激勵電流不需要非常準確，穩定性不需要太高，因為在此配置中，激勵電流的任何誤差都會被抵消。激勵電流通常比電壓激勵更受歡迎，原因是它能出色地控制靈敏度，而且當傳感器位于遠程地點時，它具有更好的抗擾度。這種類型的偏置技術常用于電阻值較低的RTD或熱敏電阻。但是，對于電阻值較大且靈敏度較高的熱敏電阻，溫度變化所產生的信號電平會較大，因此應使用電壓激勵。例如，一個10 kΩ熱敏電阻在25°C時的阻值為10 kΩ，而在?50°C時，NTC熱敏電阻的阻值為441.117 kΩ。AD7124-4/AD7124-8提供的50 μA最小激勵電流可產生的電壓為441.117 kΩ × 50 μA = 22 V，此電壓過高，超出了該應用領域中使用的大多數ADC的工作范圍。熱敏電阻通常還連接到電子設備或位于電子設備附近，因此不需要激勵電流的抗噪優勢?！　? 圖 5. 恒流源配置　　圖6顯示了用于在NTC熱敏電阻兩端產生電壓的恒定激勵電壓。以分壓器電路的形式添加一個串聯檢測電阻，會限制熱敏電阻在最小電阻值時流經其中的電流。在此配置中，在25°C的基本溫度時，檢測電阻RSENSE的值必須等于熱敏電阻的電阻值，以便將它處于25°C標稱溫度時的輸出電壓設置為基準電壓的中間值。同樣，如果使用25°C時阻值為10 kΩ的10 kΩ熱敏電阻，則RSENSE必須等于10 kΩ。當溫度改變時，NTC熱敏電阻的阻值也會改變，熱敏電阻兩端的激勵電壓的一小部分也發生改變，從而產生與成NTC熱敏電阻阻值比例的輸出電壓?！　? 圖 6. 分壓電路配置　　如果選擇用來為熱敏電阻和/或RSENSE供電的基準電壓與用于測量的ADC基準電壓相同，則系統就是比率式測量配置(圖7)，任何與激勵電壓源相關的誤差都會被消除?！　? 圖 7. 熱敏電阻比率式配置測量　　請注意，檢測電阻(電壓激勵)或參考電阻(電流激勵)的初始容差和漂移必須很低，因為這兩個變量均會影響系統總體精度?！　‘斒褂枚鄠€熱敏電阻時，可以使用單個激勵電壓。但是，每個熱敏電阻必須有自己的精密檢測電阻，如圖8所示。另一個方案是使用低導通電阻的外部多路復用器或開關，從而支持共享單個精密檢測電阻。采用這種配置時，每個熱敏電阻在測量時都需要一定的建立時間?！　? 圖 8. 多個熱敏電阻的模擬輸入配置測量 　　總之，設計基于熱敏電阻的溫度系統時需要關注多個方面：傳感器選擇，傳感器連接，元器件選擇的權衡，ADC配置，以及這些不同變量如何影響系統整體精度。本系列的下一篇文章將解釋如何優化系統設計和整體系統誤差預算以實現目標性能。 
    2022-10-29 24次
    如何實時處理驅動高性能電源系統
    　　實時控制系列的前一部分重點介紹了實時控制信號鏈的傳感功能塊(圖 1)。很容易誤解第二個功能塊(處理)，并假設它僅與核心中央處理單元 (CPU) 頻率或每秒百萬條指令 (MIPS) 相關，僅關注數據處理。在本系列文章中，我將通過高性能電源系統的視角展示處理的價值，并消除對處理在實時控制系統中的作用的任何誤解?！　? 圖 1：實時控制信號鏈　　不斷增長的能源利用(尤其是在電網基礎設施和電力輸送應用中)需要高效、緊湊和穩定的電源系統。這一要求已經引起了電源轉換系統的革命，以提供高能效、快速瞬態響應、高功率密度和更大電源容量。 高功效　　如圖 2 所示，數據中心的不間斷電源必須連續運行。效率的提高可以迅速減少財政支出，通過更小的散熱器減小解決方案尺寸，并減少溫室氣體排放。但是，為了實現這些好處，實現復雜的電源拓撲結構可能具有挑戰性，例如圖騰柱無橋功率因數校正(使用較少的無源耗能器件)或軟開關控制(例如零電壓開關和零電流開關)?！　「咝阅軐崟r微控制器 (MCU)(有些甚至帶有片上硬件加速器)可以通過更快的控制環路來實現這一目標。為了將其提升到一個新的水平，配備快速片上模數轉換器 (ADC) 和定制后處理功能的實時 MCU 可以進一步處理準確、快速的采樣以及電流和電壓的轉換，從而減少整體實時信號鏈的延遲?！　? 圖 2：數據中心不間斷電源的性能驅動因素 快速瞬態響應服務器電源應用需要在不斷變化的負載條件下實現穩定可靠的運行，因此需要快速的瞬態響應。有幾種控制方案可以實現快速響應。由 C2000? 和 GaN 實現 CCM 圖騰柱 PFC 和電流模式 LLC 的 1kW 參考設計展示了其中一種方案，其目標是展示快速響應時間(目前的目標壓擺率接近 2.5A/μS 至 5A/μS)。實時 MCU 通過以下方法在檢測和執行現實之間實現超低延遲：定義具有高 CPU 頻率/MIPS 的快速處理、對外設寄存器的快速訪問、快速中斷響應、經過優化的控制代碼指令集、實時信號鏈支柱的緊密硬件耦合，以及 CPU 外部的專用邏輯(脈寬調制器 [PWM] 和比較器)，可在限制下沖或過沖條件時提供故障或故障檢測響應。 高功率密度　　圖 3 展示了直流/直流轉換器通常需要在更小的空間內提供更大的電源容量，這不僅是為了降低系統成本，也是為了滿足分布式電源開放標準聯盟等監管標準(目標低至 1/32 格式占地面積(0.69 平方英寸))。在微型外形尺寸下，在沒有散熱器的情況下減少散熱成為一項挑戰，而采用氮化鎵和碳化硅等寬帶隙功率器件來實現更高的開關頻率并滿足這些小設計尺寸可能會更加麻煩。憑借其固有的架構和片上數學增強器，實時 MCU 的處理能力使復雜的時間關鍵型數據計算成為可能。額外的馬力提供了額外的計算能力，封裝了更多功能(例如降低有源噪聲)，因此也封裝了電磁干擾濾波器，這是白皮書“了解提高功率密度的利弊權衡和所需技術”中強調的眾多解決方案之一。此外，定制的 PWM 和比較器模塊(超出核心處理元件)，具有高分辨率、消隱窗口、延遲跳閘、峰值電流模式控制的斜坡補償等功能，以及可配置邏輯塊等其他功能部件，可以進一步增強處理能力?！　? 圖 3：具有減小外形尺寸趨勢的直流/直流轉換器 實時 MCU 如何實現必要的處理能力高效地支持當今的高性能電源系統是控制器的不同之處。TI 實時 MCU 提供雙存儲器訪問、單周期確定性執行、八相并行流水線總線、卓越的存儲器執行吞吐量、高效的加速器和統一的存儲器映射。其中一些還擁有協處理器或多核支持，以靈活地實現電源系統，以及實現安全、診斷、自適應算法和輔助控制任務的余量。 總結：　　盡管復雜的控制算法使電源系統具有低 THD、高功率密度和效率以及快速瞬變，但實際實現需要的不僅僅是數學功能和控制器帶來的更高兆赫速度。由于從傳感到驅動的時序在定義性能方面也起著至關重要的作用，專為超低延遲而設計的具有高 CPU 性能、靈活 PWM 和快速準確傳感的實時 MCU 可以滿足當今全面的系統需求，以及面向未來的可擴展解決方案。 
    2022-10-29 23次
    高精度測量應用如何實現節能模數轉換(ADC)?
    　　一種用于高精度測量應用的低功耗模數轉換器(ADC)解決方案。電氣工程中的一個典型應用是通過傳感器記錄物理量并轉發給微控制器進行進一步處理。需要使用ADC將模擬傳感器輸出信號轉換為數字信號。在高精度應用中，使用SAR-ADC或Σ-Δ ADC。在低功耗應用中，節省的每一毫瓦都算數。 使用Σ-Δ ADC進行信號轉換　　與SAR-ADC相比，Σ-Δ ADC有一些優勢。首先，它們通常具有更高的分辨率。此外，它們通常與可編程增益放大器(PGA)和通用輸入/輸出(GPIO)集成。因此，Σ-Δ ADC非常適合直流和低頻高精度信號調理和測量應用。但是，由于固定過采樣速率較高，Σ-Δ ADC通常功耗更高，在電池供電的應用中，會導致使用壽命縮短。如果輸入電壓很小(即在毫伏范圍內)，則必須先放大輸入電壓，以便ADC更輕松地進行管理。需要使用PGA模擬前端(AFE)連接小于10 mV輸出的電壓。例如，為了將橋式電路的小電壓連接到具有2.5 V輸入范圍的Σ-Δ ADC，PGA必須具有250的增益。但是，由于噪聲電壓也被放大，這會導致ADC輸入端的噪聲變大。24位Σ-Δ ADC的有效分辨率因此被大幅降低到12位。不過，在某些情況下，無需使用ADC中的所有碼值，有時進一步放大也無法再改善動態范圍。Σ-Δ ADC的另一個缺點是，由于其內部復雜性，通常成本較高。  將SAR-ADC與儀表放大器相結合的好處　　一種同樣準確但更經濟和更高效的替代方案是將SAR-ADC與儀表放大器相結合，如圖1所示?！　? 圖1. 顯示簡化橋式測量電路與儀表放大器和SAR-ADC相結合的示意圖　　SAR-ADC的功能可分為兩個階段：數據采集階段和轉換階段?；旧?，在數據采集階段，電流消耗很低。大多數SAR-ADC甚至會在轉換間隙斷電。轉換階段汲取的電流最多。功耗取決于轉換率，并與采樣速率成線性比例關系。對于針對慢速響應測量(即測量的量變化緩慢的測量，例如溫度測量)的節能應用，應使用低轉換率來保持電流汲取，從而降低損耗。圖2顯示了 AD4003 在不同采樣速率下的功率損耗。在1 kSPS時，功率損耗約為10 μW;在1 MSPS時，已增加至10 mW?！　? 圖2. AD4003中的功率損耗作為采樣速率的一個函數　　與這種慢速測量相比，Σ-Δ ADC具有過采樣的優勢，同時使用比輸出速率高得多的內部振蕩器頻率。這使設計者能夠將采樣優化為速度較快、噪聲性能較差;或者速度較低，而濾波、噪聲整形(將噪聲移至感興趣測量區域之外的頻帶)及噪聲性能較好。不過，這意味著與SAR-ADC相比，Σ-Δ ADC的功耗要高得多。許多Σ-Δ ADC的有效分辨率和無噪聲分辨率均在其數據手冊中有所提及，因此很容易比較權衡。  結論：　　Σ-Δ ADC與PGA的組合以及SAR-ADC與儀表放大器的組合都適用于高精度測量應用中的信號轉換。這兩種解決方案的準確性差不多。不過，對于節能或電池供電的測量應用，SAR-ADC與儀表放大器的組合更好，與由PGA和Σ-Δ ADC組成的解決方案相比，其功耗和成本更低。此外，具有高增益的PGA通常會限制性能，因為噪聲也會被放大。本文僅介紹了一種適用于SAR-ADC的可行解決方案。還有更多的集成解決方案，例如 AD7124-4/AD7124-8 等集成PGA的Σ-? ADC。 
    2022-10-29 27次
    電動/混動汽車需要怎樣的高壓輔助電源系統
    　　隨著電動汽車的大力發展，對高壓輔助系統如電動壓縮機、電動渦輪增壓、電動冷卻風扇、電動泵等的需求越來越多。這些高壓執行系統在電動/混動汽車(以下簡稱“xEV”)中取代了傳統的內燃機皮帶驅動系統，執行著暖通空調、電池冷卻循環、主動懸掛、發動機冷卻及泵油等功能?！　≡趚EV的高壓輔助電源系統中仍然包含12 V電源網絡，為能驅動大功率負載，還需添加高壓電源網絡400 V或800 V。有些OEM為了減小布線尺寸，還可能添加有48 V電源網絡?！　o論什么樣的xEV平臺，安森美(onsemi)都能提供全面的高壓輔助系統解決方案，從12 V到800 V，包括各類電壓和電流等級的功率模塊和分立器件，易于擴展各種功率等級，從數百W到十幾千W，輔以門極驅動器、電流檢測運放、通用運放和比較器、反激控制器、DCDC、低壓降穩壓器(以下簡稱“LDO”)、理想二極管、CAN/LIN、電感式位置傳感器、E2PROM、其它的小信號分立器件等，覆蓋整個高壓輔助系統，一站式方案和服務滿足各種不同的設計需求?！　≡谡麄€高壓輔助系統的應用中，安森美產品的物料單(BOM)含量可以達到10~15美金左右，器件類型多達20多種。本文將回顧這些系統級應用，并介紹安森美對應的解決方案和產品及其優勢?！　? 圖1：安森美提供完整的高壓輔助系統解決方案 　　高壓輔助系統應用概覽　　在xEV中，高壓輔助系統使用逆變器驅動輔助電機，以取代傳統的皮帶驅動模塊。逆變器的功率及能效直接影響著系統級的性能和能效乃至xEV的續航里程。逆變器將高壓直流電轉換成3相交流電驅動電機，同時可以通過控制逆變器輸出的電壓、電流和頻率等來控制電機的速度、加速度和扭矩。一般用于驅動這些電機的逆變器的輸出功耗需求為500 W~10 kW左右，供電電壓為400 V或800 V。為提高系統性能，需要最優化逆變器模塊的損耗及散熱。此外，高壓輔助電源中還需包含有電壓、電流和溫度監測、及車載網絡，同時需要考慮到高壓隔離?！　? 圖2：汽車高壓輔助系統應用框圖 (橙色代表安森美可提供的產品) 　　選用安森美的方案，在車輛層面能達到的優勢包括：　　? 對系統輸入的反應速度更快，如可以更快地加速到所需的速度、可以實現高粘度液體的扭矩控制　　? 可以達到更高的能效，因而在xEV上相同的電池容量就能實現更長的續航里程　　? ASPM模塊的尺寸相對分立方案要小很多，因此占用較小的車輛空間? 功率模塊的熱阻相對分立方案也要更小，從而簡化系統的散熱設計，進一步減小整個系統的物理體積 　　汽車智能功率模塊　　針對400 V和800 V系統，安森美分別有650 V和1200 V的汽車智能功率模塊(以下簡稱“ASPM”)，都符合AQG324車規，電氣上可以根據客戶的功率需求集成多個大電流的IGBT，布局上非常緊湊以減小整個模塊的寄生電感，還能內置緩沖電路以改善EMI特性，可以選擇合適的Rg優化di/dt和dv/dt，熱阻非常低，內含隔離層，能實現較高的功率密度，且集成度非常高，內置門極驅動器、續流二極管，并具有過流關斷、溫度監測、欠壓保護、故障輸出等保護功能?！　恼麄€系統來看，ASPM具有非常顯著的尺寸優勢，熱性能和電氣性能都優于分立方案，從整個系統成本來說，考慮到PCB、機械安裝、質量和性能成本，系統功率越高，使用ASPM模塊會比分立器件更具成本優勢?！　?50 V ASPM27有V2和V3兩個版本，分別使用第3代和第4代場截止溝槽技術。V3相對于V2，導通損耗和開關損耗都有所降低。安森美的650 V ASPM涵蓋30 A、40 A、50 A和60 A的應用，其中60 A的模塊為實現大功率輸出，其覆銅板(以下簡稱“DBC”)材料為AlN，結到外殼的熱阻極低?！　?200 V ASPM34的IGBT使用的是NPT trench技術，涵蓋25 A、35 A和50 A的應用。同樣50 A的模塊其DBC材料為AlN，結到外殼的熱阻非常低?！　SPM27和ASPM34內部門極驅動器的源電流和灌電流能力分別為2 A和4 A，控制頻率可達到50 kHz，內部集成的IGBT具有低導通損耗和開關損耗的特性，能夠為電機控制提供優化的dv/dt和di/dt。內部集成的續流二極管是軟恢復特性，具有較好的EMI性能。 　　1）ASPM應用實例：壓縮機尺寸減小　　xEV高壓系統中電子壓縮機的功率輸出需達到5 kW甚至是7 kW，由于壓縮機尺寸越來越小，那么要求電路板的尺寸也需較小，此外還要求散熱性能好、性價比高。對于400 V系統，可選用安森美的ASPM27，對于800 V系統，可選用安森美的ASPM34?！　∠旅孢@兩個圖是PCBA采用三相分立方案和模塊方案的尺寸對比，可以看到使用模塊方案PCBA尺寸可減小80%?！　? 　　圖3：電子壓縮機采用安森美的ASPM比采用分立方案顯著縮減尺寸  　　2）ASPM應用實例：變速箱油泵轉向電動油泵，節省能耗　　傳統的變速箱機械式油泵，其動力來源于發動機，只要發動機運轉，變速箱油泵就得全時運行，浪費能量。在xEV中切換成電動油泵后就可以選擇性地電機控制，可更大限度地節省液壓系統能量消耗。再者，變速箱油在低溫下粘度很高，會造成低溫下啟動電流過大及啟動轉矩過大的問題。因此需要高壓電機驅動油泵，安森美的650 V/50 A ASPM27模塊能較好地契合此應用需求。  　　門極驅動器　　1）單通道　　NCV57000和NCV57001是全功能型的隔離型IGBT 門極驅動器，包含有負壓驅動、desat檢測、軟關斷、門極鉗位、欠壓檢測、故障輸出等功能。其中NCV57000有分開的source和sink輸出引腳，而NCV57001只有單個輸出引腳?！　『喕δ馨姹镜腎GBT 門極驅動器，如NCV57080、57090、57084和57085，只包含有門極鉗位或負壓驅動或desat檢測等，還分別有窄體和寬體版本?！　》歉綦x型的IGBT 門極驅動器NCV5700和NCV5702是全功能型的，包含有負壓驅動、desat檢測、門極鉗位、欠壓檢測、故障輸出等功能。NCV5701、5703和5705等是簡化功能版本的非隔離型的IGBT門極驅動器?！　?）雙通道　　對于IGBT，安森美有兩類雙通道的門極驅動器。其中NCV57200和NCV57201是半橋型的，只有高邊驅動是隔離的，NCV57200內置死區時間。而NCV57252、NCV57255和NCV57540是雙通道型，其中NCV57255是窄體的，NCV57252和NCV57540是寬體的。而NCV57540是14引腳的，去掉了中間的兩個NC引腳，增加了電氣間隙和爬電距離。對于MOSFET的雙通道隔離門極驅動器，可以采用NCV51561A/B。對于SiC MOSFET的雙通道隔離門極驅動器，可以采用NCV51561C/D，具有更高的欠壓保護值。 　　模擬信號鏈　　安森美的模擬信號鏈產品如通用運放、低功耗運放、精密運放、電流檢測運放和比較器廣泛用于汽車主動安全、自動駕駛、車身、動力總成、音頻娛樂和LED照明等應用，為汽車的所有電源和傳感器信號調節提供低功耗和高性能的方案?！　∑渲?，高邊電流檢測運放有5個系列，其中NCV21x系列是26 V共模產品，NCV2167x和NCV21671系列是40 V共模產品，NCV7041和NCV703x系列是80 V共模產品，采用零漂移結構，能實現非常高的精度，允許電路中選用盡可能小的采樣電阻，以降低采樣電阻的損耗。零漂移結構能持續性校準偏置電壓，不僅能保證較小的偏置電壓，還能減小偏置電壓隨溫度和時間的變化，提高產品整個生命周期的性能。此外，還能降低采樣電阻直流電壓的低頻噪聲?！　“采赖母哌呺娏鳈z測運放還內部集成了增益電阻，具有非常低的溫度系數，可以減小阻值隨溫度的變化，因此進一步提高了檢測精度，另外，還具有低電流消耗、低壓供電、軌到軌、非常寬的增益帶寬積、多通道、封裝小等特性?！　τ诘瓦呺娏鳈z測，安森美提供需外置增益電阻的電流檢測運放，有高精度、高增益帶寬的產品，同時也提供了高性價比的產品。NCVx333系列和NCV2191x系列具有非常小的偏置電壓和偏置電壓漂移，NCV2191x系列同時具有高增益帶寬積?！　τ诘统杀倦娏鳈z測運放有NCV2009x、2008x、2006x、2023x和2007x系列，其中NCV2023x系列的供電范圍較寬，偏置電壓也較小。安森美提供6個系列的低功耗運放：NCV2009x、2008x、2006x、2003x、2007x和27x，消耗電流都不到1 mA。  　　隔離電源　　1隔離輔助電源　　在逆變器、輔助逆變器、車載充電器(OBC)、DCDC中都需要有輔助電源，可以從高壓側取電，也可以從低壓側取電，用于生成后級的門極驅動器供電電源、運放/IVN等的供電電源。如果從高壓側取電，一般需求是輸入電壓范圍為250 V~900 V，在48 V系統中輸入電壓范圍為24 V~54 V，輸出電壓一般為15 V、20 V或24 V，輸出功耗范圍為15~150 W，具備2 kV~5 kV的隔離電壓等級，一般使用反激拓撲實現?！　∪绨采赖?5 W隔離輔助電源方案SECO-HVDCDC1362-15W-GEVB，輸入電壓范圍為250 V~900 V，輸出電壓為15 V，選用了初級端脈寬調制(PWM)控制器NCV1362作為反激拓撲的控制器，能提供恒定的電壓和電流調節，主MOS選用了1200 V 160 mohm的SiC MOS，可以降低損耗，提高能效。整個方案物料較少，成本最優化。當輔助電源還需要驅動額外的負載時，該15 W方案還可以擴展到40 W (SECO-HVDCDC1362-40W-GEVB)?！　?）輔助電源——門極驅動器電源　　當前級輔助電源設計好后，門極驅動器的供電電源可由前級輔助電源的輸出電壓產生，范圍一般為6 V~24 V。每路門極驅動器的驅動功率大約為1.5 W，對于驅動SiC MOSFET需要輸出20 V和-5 V，對于驅動IGBT需要輸出15 V和-7.5 V。門極驅動器的供電電源也使用反激拓撲。如安森美的1.5 W隔離型IGBT 門極驅動器供電電源方案SECO-LVDCDC3064-IGBT-GEVB和1.5 W隔離型SiC門極驅動器供電電源方案輸入電壓范圍為6 V~18 V，輸出電壓分別為15 V、7.5 V/-7.5 V和20 V、5 V/ -5 V，選用了1.5 A多拓撲的NCV3064作為DCDC控制器。整個方案簡單穩定可靠，外圍器件數量少。 　　電感式位置傳感　　安森美的NCV77320電感式位置傳感器方案，可以通過USB控制，進行靈活的編程和快速驗證，為安全攸關的應用提供所需的精確位置傳感?！　】偨Y：　　xEV的輔助系統逐漸取代了傳統皮帶傳動的機械應用。xEV高壓輔助模塊要求跨功率層級的靈活性，同時保持系統性能和最小化熱耗費和物理尺寸。安森美提供一站式方案，包括SiC、IGBT、超級結MOSFET、 ASPM、門極驅動器等，可開發出可擴展的系統，滿足從12 V到800 V的應用需求，這些方案具有高能效、高功率密度和高性能及成本優勢，輔以安森美的銷售和技術團隊支援，助力設計人員開發出同類最佳的設計。 
    2022-10-25 19次
    使用集成 GaN 解決方案提高功率密度
      氮化鎵 (GaN) 是電力電子行業的熱門話題，因為它可以使得 80Plus 鈦電源、3.8kW/L 電動汽車 (EV) 車載充電器和 EV 充電站等設計得以實現。在許多應用中，GaN 能夠提高功率密度和效率，因此它取代了傳統的硅金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET)。但由于 GaN 的電氣特性和它所能實現的性能，使用 GaN 進行設計面臨與硅不同的一系列挑戰。   不同類型的 GaN FET 具有不同的器件結構。GaN FET 包括耗盡型 (d-mode)、增強型 (e-mode)、共源共柵型 (cascode) 等三種類型，每種類型都具有各自的柵極驅動器和系統要求。本文將介紹使用不同類型的 GaN FET 進行設計來提高系統設計的功率密度所需考慮的最重要因素。同時還將分析集成柵極驅動器和電壓供應調節等功能可以如何顯著簡化整體設計。   GaN FET 剖析   每種 GaN 電源開關都需要配備合適的柵極驅動器，否則在工作臺測試時可能發生事故。GaN 器件具有超級敏感的柵極，因為它們不是傳統意義上的 MOSFET，而是高電子遷移率晶體管 (HEMT)。HEMT 的截面如圖 1 所示，類似于 MOSFET，但電流不會流過整個襯底或緩沖層，而是流過一個二維的電子氣層。   圖 1：GaN FET 橫向結構截面圖   不當的柵極控制可能會導致 GaN FET 的絕緣層、勢壘或其他結構性部分被擊穿。這不僅會造成 GaN FET 在對應系統條件下無法工作，還可能會對器件本身造成永久性損壞。這種敏感度取決于不同類型的 GaN 器件及其廣泛需求。HEMT 也不具有傳統摻雜的 FET 結構。該結構會形成 PN 結，進而產生體二極管。這意味著內部二極管不會在運行過程中被擊穿或產生反向恢復等不必要行為。   柵極驅動器和偏置電源注意事項   增強型 GaN FET 在外觀上與增強型硅 FET 非常類似，這點您可能已經有所體會。在柵極閾值電壓為 6V 的工作條件下，1.5V 至 1.8V 的正電壓為 FET 開啟電壓。但是大多增強型 GaN 器件的最大柵極閾值電壓為 7V，一旦超過很可能會造成永久性損壞。   由于傳統的硅柵極驅動器在基于 GaN 的設計中可能無法提供適當的電壓調節功能或無法解決高共模瞬態抗擾度問題，許多設計人員會選擇 TI 專為 GaN FET 設計的 LMG1210-Q1 等柵極驅動器。無論電源電壓如何，該器件都可提供 5V 的柵極驅動電壓。傳統的柵極驅動器需要非常嚴格地調節柵極驅動器的偏置電源，以防 GaN FET 過載。相比于增強型 GaN FET，共源共柵型 GaN FET 是一種犧牲易用性的折衷方案，結構如圖 2 所示。   圖 2：增強型與共源共柵耗盡型 GaN FET 示意圖   GaN FET 是一種耗盡型器件，意味著該器件在通常情況下導通、關斷時需要在柵極施加負的閾值電壓。這對于電源開關來說是一個很大的問題，為此大多數制造商在 GaN FET 封裝中串接了一個 30V 硅 FET。GaN FET 的柵極與硅 FET 的源極相連，在硅 FET 的柵極施加開啟與關閉柵極脈沖。   封裝內串接硅 FET 的主要優勢在于，使用傳統的隔離式柵極驅動器(如 UCC5350-Q1)驅動硅 FET 可以解決許多柵極驅動器和偏置電源問題。共源共柵型 GaN FET 的主要缺點是 FET 的輸出電容較高，并且由于體二極管的存在，易受反向恢復的影響。硅 FET 的輸出電容加上 GaN FET 的輸出電容，使 FET 的輸出電容增加了 20%，這意味著與其他 GaN 解決方案相比，開關損耗增加了 20% 以上。此外，在反向導通過程中，硅 FET 的體二極管會導通電流，并在電壓極性翻轉時進行反向恢復。   為防止硅 FET 的雪崩擊穿，共源共柵型 GaN FET 需以 70V/ns(其他 GaN 解決方案為 150V/ns)的壓擺率工作，這增加了開關交疊損耗。盡管共源共柵型 GaN FET 可以簡化設計，但會限制可實現的性能。   通過集成實現更簡單的解決方案   將柵極驅動器和內置偏置電源調節與耗盡型 GaN FET 進行集成，可以解決增強型和共源共柵型 GaN FET 設計上的許多難題。例如，LMG3522R030-Q1 是一款 650V 30mΩ 的 GaN 器件，集成了柵極驅動器和電源管理功能，可實現更高的功率密度和效率，同時降低相關風險和工程工作量。耗盡型 GaN FET 需要在封裝內串接硅 FET。但與共源共柵型 GaN FET 的主要區別在于，所集成的柵極驅動器可以直接驅動 GaN FET 的柵極，而硅 FET 則在上電時保持常閉狀態啟動開關。這種直接驅動可以解決共源共柵型 GaN FET 的主要問題，例如較高的輸出電容、反向恢復敏感性和串聯硅 FET 的雪崩擊穿。LMG3522R030-Q1 中集成的柵極驅動器可實現較低的開關交疊損耗，使 GaN FET 能夠在高達 2.2MHz 的開關頻率下工作，并消除 GaN FET 使用錯誤柵極驅動器的風險。圖 3 展示了使用了集成 LMG3522R030-Q1 GaN FET 的半橋配置。   圖 3：使用 UCC25800-Q1 變壓器驅動器和兩個 LMG3522R030-Q1 GaN FET 的簡化 GaN 半橋配置   集成驅動器可減小解決方案尺寸，實現功率密集型系統。同時，集成降壓/升壓轉換器意味著 LMG3522R030-Q1 可在 9V 至 18V 的非穩壓電源下工作，從而顯著降低對偏置電源的要求。為實現緊湊且經濟的系統解決方案，可以將 LMG3522R030-Q1 與 UCC25800-Q1 等超低電磁干擾變壓器驅動器配合使用，通過多個二次繞組實現開環的電感-電感-電容控制?；蛘?，使用高度集成的緊湊型偏置電源(如 UCC14240-Q1 直流/直流模塊)，可為器件進行本地供電，從而實現基于小尺寸印刷電路板的超薄設計。   結語   通過使用合適的柵極驅動器和偏置電源，GaN 器件可幫助您實現系統級優勢，如 150V/ns 的開關速度、較低的開關損耗以及較小的高功率系統磁性尺寸，適用于工業和汽車應用。集成 GaN 解決方案可以簡化許多器件級挑戰，從而使您可以專注于更廣泛的系統。
    2022-10-14 16次
    電動汽車面對800V充電電壓，需要什么樣的高壓BMS架構?
    　　電動汽車高壓電池管理系統 (BMS) 技術正在快速發展。設計人員正在測試各種新架構，以增加單次充電的里程，并縮短充電時間。本白皮書對使用更高電壓的結果進行了評估，評估涉及多個組件的更嚴格要求、不斷增加的系統復雜性及其對功能安全的影響?！　∶媾R這些挑戰，原始設備制造商 (OEM) 開始探索可切換的新型2 x 400V / 800V架構。它可實現快速充電，并復用現有系統解決方案 (如牽引逆變器)，為BMS開發人員和最終用戶提供兩全其美的解決方案?！　? 　　使用800V架構的動機　　通往快速充電之路　　長久以來，有限的里程和較長的充電時間一直被認為是電動汽車 (EV) 普及過程中的兩大挑戰。新型電池化學材料和智能電池管理系統在擴大行駛里程方面取得了很大成效。然而，充電速度仍是個問題，尤其是在長途旅行或時間緊迫的時候?！　≈绷骺焖俪潆娖髦恍?0至45分鐘即可將電池充至80%的電量。盡管使用更高的功率可加快車輛的充電速度，但這也會產生大量的熱量。當電能通過電纜從充電樁進入汽車電池時，內置電阻在高電流導通下會溫度上升。因此，對于典型的400V EV電池，充電速率受多個因素的限制，比如傳輸充電電流所需的電纜橫截面積或電池單元的溫度。一些直流快速充電樁會對電纜進行液體冷卻，以控制由于I2R功耗導致的溫度上升。因此，通過增加電壓而非電流來提高輸出功率似乎很合理?！　「吖β瘦敵觥　”r捷Taycan EV是第一款由大型汽車廠商制造的量產級高壓汽車，其系統電壓為800V，而非常見的400V。保時捷在發布這款汽車時表示，將電池電壓增加一倍可實現穩定的高性能，縮短充電時間，并減少電纜的重量和安裝空間。350kW三級超快速充電樁可在短短的15分鐘內將電池充至80%的電量。然而，800V EV設計要求對所有電氣系統進行新的考量，同時對與電池管理系統明顯相關的幾個組件提出了更嚴格的要求?！　∈褂酶唠妷旱慕Y果 　　更多接觸器，更高規格　　與內燃機車中的點火開關功能一樣，主要接觸器會在車輛停止時，對電池和牽引逆變器進行電氣隔離，并在車輛啟動時將兩者重新連接起來。獨立接觸器可在電池與直流鏈路和充電器總線之間建立連接和斷開連接，一條總線位于正供電軌上，另一條位于負供電軌上。使用額外的直流充電接觸器， 以在直流充電樁和電池之間建立連接，從而實現了直流快速充電。還有一些適用于車廂電氣加熱器以及電池加熱器的輔助接觸器，以便優化寒冷天氣條件下的效率?！　∈褂酶唠妷汉苡锌赡墚a生損壞電弧。相比傳統400V架構， 800V架構需要滿足更嚴格的隔離要求，而這會提高解決方案成本。 　　連接器爬電距離和電氣間隙　　所有互連系統都需要滿足安全、高效和可靠性要求。電池管理系統還必須緊湊輕巧。然而，電壓電平越高，連接器引腳之間的爬電距離和電氣間隙就要越大，以確保不存在由電弧引起的短路故障風險。盡管各連接器制造商已克服了這些問題，但成本卻高于400V架構中使用的連接器，從而可能影響最終解決方案的成本?！　鲃酉到y組件　　牽引逆變器模塊中的組件額定值取決于最大電池電壓。如果最大電池電壓上升至800V，適用的額定組件的數量就會大大減少，而且其售價可能會很高。對于400V電池，由于利用了規模經濟的成本優勢，組件的選擇范圍比較廣，牽引逆變器模塊的價格也更合理?！　〔煌碾姵丶軜嬘衅涔逃械膬烖c和缺點。因此，汽車OEM需要分析并決定哪種架構最適合其生產模型，同時確保系統的價格競爭力。應對此挑戰的一種創新型解決方案就是使用兩個獨立的400V電池。它們在充電時串聯連接 (總共800V)，從而顯著縮短充電時間，并在行駛時并聯連接 (400V)。這確保了牽引逆變器模塊的價格競爭力，并可在不同車型中復用?！　√岣邚碗s性和功能安全性　　事實上，將電池電壓從400V增加至800V不可避免地要增加系統中的電池感測器件，即電池單元控制器 (BCC)。由于失效率 (FIT) 概率的提高，感測器件的數量增加會轉變為對功能安全的挑戰。然而，ISO 26262:2018標準針對BMS解決方案建議的最大殘余FIT并未改變?！　CC只獲得總系統FIT的一定次數，所以不能大幅增加。如果增加了它的FIT預算，則會影響系統其他部分的預算，從而給其他領域帶來更大挑戰，并且這只是將問題從一個領域轉移到另一個領域?！　〕潆婋妷簭?00V切換至800V　　解決上述大多數挑戰的一個創新型解決方案就是可切換架構，該架構可在電池充電時，將電壓從原來的400V轉變為800V。電池組由2個400V電池組成，這兩個電池在日常使用時并聯連接，以便使用標準400V傳動系統組件，如逆變器和車載充電器，同時電池容量和里程不會受到影響。在充電期間，BMS將這兩個電池切換至串聯配置，從而將電壓提升至 800V，同時降低電流，縮短充電時間。恩智浦研發的器件和解決方案，現已準備好為OEM開發這些可切換架構提供支持，并應對這些架構帶來的新挑戰?！　? 　　HVBMS 800V簡要功能框圖　　通用硬件和軟件支持可擴展性 　　S32K3 BMS處理器　　恩智浦S32K3系列控制器支持400V和800V架構以及新型可切換架構。這款高度可擴展的器件基于工作頻率達240MHz的Arm?? Cortex??-M7內核，采用可擴展內存空間，最高支持8MB的Flash，符合ASIL B和D等級，以及分別符合ISO 26262功能安全標準和ISO 21434網絡安全標準的先進功能安全硬件和軟件IP以及硬件和軟件安全特性?！　”鞠盗兄械钠骷褂猛愋屯庠O和引腳輸出，允許開發人員在一個芯片系列中或在S32K3產品組合內的其他處理器之間輕松遷移，以利用更多內存或功能集成，從而最大限度地復 用硬件和軟件，縮短產品上市時間。此外，恩智浦還為不同開發階段提供易于使用的支持軟件、應用專用的軟件以及由 廣泛的第三方生態系統提供的各種開發工具。 　　MC33665 BMS網關　　設計人員可結合使用恩智浦S32K3 BMS處理器與MC33665 BMS收發器/網關IC，創建更靈活的高效架構。與目前使用的專有通信解決方案相比，該器件還允許將電池內部的通信標準化為CAN FD通信?！　⊥ㄟ^標準化CAN FD通信，OEM可使用單個通用型電池管理單元 (BMU)，而不是多個自定義BMU，從而簡化組裝，降低物料 (BOM) 成本，并顯著縮短新電池型號的上市時間。通過域控制器以及與云計算和數字孿生模型的兼容性，這種電池平臺還可以輕松地對電池軟件進行無線遠程 (OTA) 升級。MC33665可實現兩個主要功能:收發器和網關。該器件安裝在BMU上，可將與電池接線盒(BJB) 和電池芯監控單元 (CMU) 的通信捆綁在一起。由于有四條ETPL線路，該器件可以建立多個菊花鏈，以便連接多個CMU板，并處理所有通信和消息路由，從而減少MCU的計算電力負荷。該功能可輕松在各 自功能模塊中同步執行電池組電流和電池電壓測量，從而有 助于確定電池芯和電池組的阻抗。此外，環回功能可提高電 池解決方案內部通信電路的穩健性。 　　方案：電池架構　　該軟件定義的解決方案斷開了應用層軟件與物理模塊或電池芯——電池組配置的連接。利用恩智浦MC3377x系列的可擴展BCC產品組合，可滿足6~18個電池芯的應用要求，同時保證功能安全性和軟件兼容性。這種靈活性可滿足汽車行業的不同市場需求。 　　功能安全性　　恩智浦開發出了FIT概率更低的新器件，以應對功能安全挑戰。通過實現新的功能安全概念、檢測方法和安全架構，恩智浦提高了器件的故障模式的診斷覆蓋率，從而將殘余FIT降低至可接受水平，以支持電壓更高的解決方案。 　　解決電磁兼容 (EMC) 挑戰　　為解決更高電壓系統中的EMC挑戰，以及800V適用的連接器的高成本問題，我們需要探索新的通信路徑。這些新路徑應具有軟件向后兼容性，方便從當前的先進解決方案進行轉換。 　　結論：　　2 x 400V / 800V可切換電池架構為OEM提供了兩全其美的解決方案：既保證了更高的里程，又實現了快速充電，同時不會產生額外的傳動系統組件成本。通過提供400V或800V的解決方案，以及利用規模經濟的成本優勢，使用該架構的OEM還可以增加其品牌產品的靈活性?！　《髦瞧肿鳛橐患壒痰耐暾到y提供商，可提供完整可擴展的芯片組解決方案，支持多種電池架構的BMS功能。恩智浦提供全面的高壓電池管理系統 (HVBMS) 參考設計，該設計完全遵循ISO 26262:2018汽車功能安全標準的V模型，可幫助開發人員應對新架構方案所帶來的挑戰。 
    2022-10-10 12次
    DC-DC轉換器如何改善你的動態環路響應?
    　　DC-DC轉換器通過反饋控制系統，將不斷變化的輸入電壓轉換為(通常)固定的輸出電壓。反饋控制系統應盡量保持穩定，以避免出現振蕩，或者發生最糟糕的情況：輸出未經調節的輸出電壓?？刂葡到y的速度應盡可能快，以響應動態變化，例如快速輸入電壓變化或輸出端的負載瞬態，并最大程度地減少調節后的輸出電壓偏差。為了表示控制環路的行為，可以使用典型的Bode圖來顯示環路的相移和增益隨頻率的變化。此控制環路可以通過模擬或數字技術實現?！　∮行底蛛娫刺峁┛刂骗h路優化，可以極快地對動態影響做出響應。圖1為 ADP1055 控制器IC的電路示例，該電路具有數字控制環路優化功能。數字控制器為設計人員提供諸多控制功能，有些甚至在運行期間也可以進行動態控制。圖2展示了可通過ADP1055評估軟件控制的各種ADP1055功能?！　? 　　圖1. ADP1055數字開關穩壓器的全橋應用?！　? 　　圖2. 數字電源使得設計人員能夠通過圖形用戶界面，輕松管理電源參數?！　》蔷€性增益/響應函數提供了一項與控制環路相關的極為有趣的設置選項，該設置通過濾波器按鈕訪問。非線性增益/響應 支持對控制環路實現動態，例如，在負載瞬變之后立即進行動態調整。電源在經歷很大的負載瞬變之后，其輸出電壓通常 在理想的整流電壓值上下浮動。在僅采用模擬器件的控制環路中，選擇控制環路和電源功率級器件，可以最大程度降低電壓在大部分可預期情況下的浮動。數字可調控制環路(例如ADP1055中的一個特征)的優勢在于：可以即使調整環路的響應，以在差異甚大的各種情形下實現補償?！　D3顯示了控制此功能的界面。圖中用藍色曲線表示輸出電壓在經歷由高至低的負載瞬變后的典型行為?？梢钥闯?，穩壓器輸出端的電壓響應通常會出現過沖。當輸出電壓超過某些閾值時，可以通過簡單增加控制環路增益來最大程度減小過沖?！　? 　　圖3. 根據輸出電壓狀態設置控制環路增益?！　≡趫D3的示例中，設置的標稱輸出電壓為12 V?？烧{控制環路增益可以設置為多個值，具體由輸出電壓決定。例如，如果因為 誤差放大器的增益增加，使得電壓升高至12.12 V以上，則可以在對應的下拉菜單中設置控制環路。還有三個其他的電壓閾值高 于12.12 V，可以使用獨立的增益設置。注意，這些增益設置與在設計穩壓環路時設置的極點和零點完全無關?！　⊥ㄟ^可調、基于電壓的增益設置可以查找更快響應電壓過沖的控制環路設置，由此優化輸出電壓反饋控制的質量。注意，正 常工作時，經優化的控制環路特性不會受到影響?？梢允褂脭底挚刂破?例如ADP1055)在特定條件下(例如在經歷負載瞬變之后)動態調節控制環路，但采用傳統的模擬控制環路時則很難實現。 　　ADI(亞德諾) ADP1055　　●　工作溫度范圍為?40 °C至+125 °C，125 °C時的EEPROM數據保持期限為15年　　●　兼容PMBus修訂版1.2　　●　帶命令屏蔽的32位密碼保護　　●　64個地址選擇(16個基址，可擴展至64個)　　●　6個PWM控制信號，625 ps分辨率　　●　占空比雙倍更新速率　　●　數字控制環路(PID + 額外極點或零點可配置能力)　　●　可編程環路濾波器(CCM、DCM、低溫/正常溫度)　　●　頻率同步　　●　軟啟動和軟停止功能　　●　平均和峰值恒流模式　　●　外部PN結溫檢測　　●　4個GPIO(2個GPIO可配置為有源箝位PWM)　　●　快速線路電壓前饋　　●　用于優化效率的自適應停滯時間補償 　　●　擴展黑盒數據錄制能力以記錄故障 
    2022-09-19 15次
    過壓條件下如何保護ADC輸入?
      當驅動放大器的電軌遠遠大于ADC的最大輸入范圍時，ADC輸入的過度驅動通常發生。例如，放大器由±15V供電，而ADC輸入為0至5V。高壓電軌用于接受±10V輸入，同時為ADC前端信號調節/驅動級供電，這在工業設計中很常見，PLC模塊就是這樣。如果驅動放大器電軌出現故障，ADC可能會因超過最大額定值而損壞，或干擾多ADC系統中的同步/后續轉換。   雖然這里討論的重點是如何保護精密SARADC，如AD798x系列，但這些保護措施也適用于其他ADC類型。 考慮圖1中的情況   圖1.精密ADC設計的典型電路圖。   上圖電路代表ADC系列AulSA，如A7980。保護二極管存在于輸入端、基準電壓源和接地之間。這些二極管可以處理高達130mA的大電流，但只能持續幾毫秒，不適合長時間或重復過壓。在某些產品中，如AD768X/AD769x(如AD7685、AD7691)系列設備，保護二極管連接到VDD引腳而不是REF。VDD電壓總是大于或等于REF。由于VDD是一種更穩定的夾位電軌，對干擾不敏感，因此該配置一般更有效。   如果放大器傾向于+15V電軌，則連接到REF的保護二極管將打開，放大器將嘗試上拉REF節點。如果REF節點不由強驅動電路驅動，REF節點(和輸入)的電壓將上升到絕對最大額定電壓以上，一旦電壓超過設備的擊穿電壓，ADC可能會損壞。圖3顯示了ADC驅動器傾向于8V，導致基準電壓(5V)過度驅動。在這種情況下，許多精密基準電壓源無灌電流能力會造成問題?；蛘?，基準驅動電路非常強，足以將基準電壓保持在標稱值附近，但仍然偏離精確值。   其他ADC上的轉換不準確，因為該系統依賴于高度精確的基準電壓。若故障恢復時間較長，后續轉換也可能不準確。 有幾種不同的方法可以緩解這個問題。最常見的是使用肖特基二極管(BAT54系列)將放大器輸出鉗位于ADC范圍內。詳見圖2和圖3。如果適合應用要求，也可以使用二極管將輸入位于放大器。   圖2.精密ADC設計的典型電路圖   (加入肖特基二極管和齊納二極管保護) 在這種情況下，肖特基二極管之所以被選中，是因為它具有低正，可以在ADC內部保護二極管之前打開。如果內部二極管部分打開，肖特基二極管后的串聯電阻也有助于將電流限制在ADC內。對于額外的保護，如果基準電壓源沒有/幾乎沒有灌溉電流能力，可以在基準節點上使用齊納二極管或夾緊電路，以確?；鶞孰妷翰粫^度提高。5.6V齊納二極管用于5V基準電壓源。   圖3.黃色=ADC輸入， 紫色=基準電壓源。 肖特基二極管未添加到左側圖像中， 肖特基二極管添加到右側圖像中。   圖4.黃色=ADC輸入， 綠色=ADC驅動器輸入， 紫色=基準電壓源(交流耦合) 肖特基二極管未添加到左側圖像中， 肖特基二極管(BAT54S)加入右側圖像   圖4中的示例顯示了肖特基二極管對ADC輸入(5V)的影響。小特基二極管接地，5V系統電軌能吸收電流。如果沒有肖特基二極管，當輸入超過基準電壓和地面電壓時，基準電壓源會受到干擾。從圖中可以看出，肖特基二極管完全消除了基準電壓源的干擾。   應注意肖特基二極管的反向泄漏電流，在正常運行過程中可引入失真和非線性。反向泄漏電流受溫度影響很大，一般在二極管數據手冊中指定。小特基二極管是BAT54系列的好選擇(25°C時最大值為2μA，125°C時約100μA)。 一種完全消除過壓問題的方法是為放大器使用單電源電軌。這意味著，只要基準電壓(最大輸入電壓)使用相同的電源電平(5V)，驅動放大器就永遠不會擺動在地面電壓以下或最大輸入電壓以上。若基準電路具有足夠的輸出電流和驅動強度，則可直接用于放大器。圖5顯示了另一種可能性，即使用稍低的基準電壓值(例如，使用5V電軌時為4.096V)，從而顯著降低電壓過驅能力。   圖5.典型的單電源精密ADV設計電路圖   這些方法可以解決輸入過度驅動的問題，但成本是ADC的輸入振幅和范圍有限，因為放大器有上下要求。通常，軌道到軌輸出放大器可以在軌道10mv以上，但也必須考慮輸入裕度要求，可能是1V或更高，這將進一步限制緩沖器和單位增益配置中的振幅。該方法提供了最簡單的解決方案，因為它不需要額外的保護元件，但可能需要軌道軌道輸入/輸出(RRIO)放大器。   放大器與ADC輸入之間的RC濾波器中的串聯R也可用于在過壓期間限制ADC輸入的電流。但在使用這種方法時，需要選擇限流能力和ADC性能。大串聯R提供更好的輸入保護，但會導致ADC性能大失真。如果輸入信號帶寬較低，或者ADC不以全吞吐速度運行，則這種選擇是可行的，因為串聯R是可以接受的?？山邮艿腞大小可以通過實驗確定。   如上所述，ADC輸入沒有保護方法，但根據應用要求，可以采用不同的單獨或組合方法，以相應的性能選擇提供所需的保護水平。  
    2022-09-15 13次
    亞德諾半導體開關穩壓器是單片結構還是控制器結構?
      亞德諾半導體開關穩壓器可采用單片結構或控制器。在單片開關穩壓器中，每個功率開關(通常是MOSFET)都集成在單個硅芯片中。除了控制器IC外，還必須單獨選擇半導體并確定其位置。選擇MOSFET需要很長時間，并且需要對開關的參數有一定的了解。在使用單片設計時，設計師不需要處理這些問題。 此外，與高度集成的解決方案相比，控制器解決方案通常占用更多的電路板空間。因此，多年來，人們越來越多地使用單片式開關穩壓器并不奇怪?，F在，即使功率更高，也有很多解決方案可供選擇。圖1左側為單片式降壓轉換器，右側為控制器解決方案。       圖1.單片式降壓轉換器(左);帶外開關的控制器解決方案(右)   雖然單片解決方案需要更少的空間，簡化了設計過程，但另一方面，控制器解決方案的優點是更靈活。設計人員可以選擇適合特定應用的優化開關管或開關管的網格級別，以更巧妙地部署無源組件，影響開關邊緣。此外，控制器解決方案適用于高功率，因為可以選擇大型分立開關管，開關損耗將遠離控制器IC。   然而，除了這些眾所周知的單片式解決方案的有利和不利因素外，還有一個很容易被忽視的因素。在開關穩壓器中，所謂的熱回路是實現低輻射的決定性因素。在所有開關穩壓器中，EMC應盡可能優化。優化的基本原則之一是盡量減少每個熱回路中的寄生電感。在降壓轉換器中，輸入電容器與高壓側開關之間的路徑、高壓側開關與低壓側開關之間的連接、低壓側開關與輸入電容器之間的連接是熱回路的一部分。它們都是電流路徑，電流隨開關切換速度而變化。通過快速的電流變化，寄生電感形成的電壓偏移可以作為干擾耦合到不同的電路部分。 因此，這些熱回路中的寄生電感必須盡可能低。圖2用紅色標記每個熱回路路徑，左側為單片式開關穩壓器，右側為控制器解決方案。我們可以看到，單片式解決方案有兩個優點。首先，它的熱回路小于控制器解決方案的熱回路。二是高壓側開關與低壓側開關的連接路徑很短，只在硅芯片上接線。相比之下，對于帶控制器IC的解決方案，連接的電流路徑必須通過封裝的寄生電感接線，通常使用的鍵合線和引線框架具有寄生電感。這將導致更高的電壓偏差和更糟糕的EMC性能。       圖2.單片式開關穩壓器(左)和帶控制器IC的解決方案(右)，每個都有一些不同形式的熱回路。     德諾半導體開關穩壓器的單片式開關穩壓器具有額外而鮮為人知的EMI優勢。這種干擾有多強，對電路有什么影響，取決于許多其他參數。但就EMC性能而言，單片式開關穩壓器與帶控制器IC的解決方案存在差異，值得考慮。  
    2022-09-13 13次
    電源設計器件布局及布線要點
      在電源設計中，精心的布局和布線對于實現優秀的設計非常重要。為了避免生產中的問題，有必要為尺寸、精度和效率留出足夠的空間。我們可以利用多年的測試經驗和布局工程師的專業知識，最終完成電路板的生產。     精心設計的效率   從圖紙上看，設計可能沒有問題(也就是說，從原理圖的角度來看)，甚至在模擬過程中也沒有問題，但真正的測試實際上是在布局、PCB制造和通過加載電路進行原型制造應力測試之后。在這一部分中，使用真實的設計示例介紹了一些技巧，以幫助避免陷阱。我們將介紹幾個重要的概念，以幫助避免設計缺陷和其他陷阱，以避免未來需要重新設計和/或重新制作PCB。圖1顯示了設計進入生產后如何導致成本快速上升，而無需詳細測試和余量分析。     圖1.當生產的電路板出現問題時，成本可能會迅速上升。     功率預算 正常情況下需要注意按預期運行的系統，但在全速模式或不穩定數據開始出現時(排除噪聲和干擾后)不能按預期運行。     退出級聯階段時，應避免流量限制。圖2顯示了一個典型的級聯應用程序:(A)顯示了由ADP5304降壓穩壓器(PSU1)組成的設計，產生3.3V電源，電流最大為500mA。為了提高效率，設計者應將3.3V電軌分開，而不是5V輸入電源。3.3V輸出被進一步切斷，以為PSU2(LT1965)供電，這款LDO穩壓器用于進一步將電壓降低到2.5V，并根據板載2.5V電路和IC的要求將最大輸出電流限制在1.1A。     這個系統有一些典型的隱藏問題。正常情況下可以正常運行。然而，當系統初始化并開始全速運行時——例如，當微處理器和/或ADC開始高速采樣時——問題就出現了。由于沒有穩壓器可以在輸出端生成高于輸入端的電壓，所以在圖2a中，用于合并電路VOUT1和VOUT2供電的VOUT1最大功率(P=V×I)為1.65W。假設2.5V電源軌道的最大可用功率為2.75W。如果電路試圖獲得如此多的功率，但不能滿足這一要求，那么當PSU1開始限制流量時，就會出現不規則的行為。由于PSU1，電流可能會受到限制，更糟糕的是，一些控制器會因為過流而完全關閉。     如果圖2a在成功故障排除后實現，則可能需要更高功率的控制器。理想的情況是使用與引腳兼容、電流較高的設備進行更換;在最壞的情況下，PCB需要完全重新設計和制造。如果在概念設計階段開始前可以考慮電源預算，則可以避免潛在的項目計劃延遲(見圖1)。     考慮到這一點，首先創建一個真實的功率預算，然后選擇一個控制器。包括你需要的所有電源軌道:2.5V、3.3V、5V等。包括上拉電阻、離散器件和IC，這些都會消耗每個軌道的功率。使用這些值反向工作，以估計您需要的電源，如圖2b所示。使用電源樹系統設計工具，如LTpowerPlanner(圖3)，輕松創建一個電源樹，以支持所需的功率預算。   圖2.避免電力樹中的限流設計缺陷   圖3.LTpowerPlaner電源樹     布局和布線   正確的布局和接線可以避免由于接線寬度錯誤、通孔錯誤、引腳(連接器)數量不足、接觸點尺寸錯誤而導致軌道燃燒，從而導致電流限制。以下章節介紹了一些值得注意的地方，并提供了一些PCB設計技能。       連接器和引腳接頭   如圖2所示例的總電流擴展到17A，設計者必須考慮引腳的電流處理接觸能力，如圖4所示。一般來說，引腳或接觸點的載流能力受幾個因素的影響，如引腳的大小(接觸面積)、金屬成分等。直徑為1.1mm的典型過孔凸引腳的電流約為3A。如果你需要17A，你應該確保你的設計有足夠的引腳來處理整體載流能力。這可以通過增加每個導體(或接觸點)的載流能力來輕松實現，并保留一定的安全裕度，使其載流能力超過PCB電路的總電流能力。在本例中，需要實現17A需要6個引腳，并且有1個以上的V(G)總共有1個以下)。C和ND需要12個引腳。為了減少接觸點的數量，可以考慮使用電源插座或更大的接觸點。     布線   使用可用的在線PCB工具來幫助確定布局的電流容量。當電軌寬度為3毫米時，一盎司銅PCB的載流容量約為3A，當電軌寬度為3毫米時，載流容量約為5A。需要留出一些余量，所以20A的電軌寬度需要達到19毫米(約20毫米)(請注意，這個例子沒有考慮溫升的影響)。從圖4可以看出，由于PSU和系統電路的空間限制，20毫米的電軌寬度無法實現。要解決這個問題，一個簡單的解決辦法是使用多層PCB。將接線寬度降低到(例如)3毫米，并將這些接線復制到PCB的所有層，以確保接線的總和至少達到20A。   圖4.物理接觸和電流處理能力     過孔和連接   圖5顯示了一個過孔示例，該示例正在連接控制器的多個PCB電源層。如果您選擇1A過孔，但需要2A電流，軌道寬度必須能夠攜帶2A電流，且過孔連接必須能夠處理電流。圖5中所示的示例至少需要兩個過孔(如果空間允許，最好是三個)，以便將電流連接到電源層。這個問題經常被忽視，通常只使用一個過孔來連接。連接完成后，過孔將用作保險絲，熔斷并斷開相鄰層的電源連接。由于熔斷器的過孔難以注意或被其他設備覆蓋，因此在設計不良的過孔后期難以改進和解決。   圖5.過孔連接     請注意以下關于穿孔和PCB軌道的參數：軌道寬度、穿孔尺寸和電氣參數受到幾個因素的影響，如PCB涂層、路由層、工作溫度等。這些因素最終會影響載流能力。以前的PCB設計技術沒有考慮到這些依賴關系，但設計師在確定布局參數時需要注意這些。目前，許多PCB軌道/穿孔計算器都可以在線使用。完成原理圖設計后，設計師最好咨詢PCB制造商或布局工程師。     避免過熱   有很多因素會導致發熱，比如外殼、氣流等。，但這一節主要討論暴露的焊盤。帶有外露焊盤的控制器，如LTC3533、ADP5304、ADP2386、ADP5054等。，如果正確連接到電路板上，它們的熱阻會更低。一般來說，如果控制器IC的功率MOSFET放置在裸片中(即整片)，那么IC的焊盤通常會暴露出來進行散熱。如果轉換器IC采用外部功率MOSFET(控制器IC)運行，則控制IC通常不需要使用外露焊盤，因為其主要制熱源(功率MOSFET)本身就在IC之外。     一般來說，這些外露的焊盤必須焊接到PCB地板上才能有效。根據IC的不同，也有一些例外，一些控制器會指出它們可以連接到隔離的焊盤PCB區域作為散熱器進行散熱。如果不確定，請參考相關部件的數據表。     當你將暴露的焊盤連接到PCB平面或隔離區時，(a)確保這些孔(許多排列)連接到地面進行散熱(傳熱)。對于多層PCB接地層，建議將焊盤下方所有層的接地層通過過孔連接在一起。     請注意，關于外露焊盤的討論與控制器有關。在其他IC中使用外露焊盤可能需要非常不同的處理方法。     結論與總結   從成本、效率、效率和PCB面積的各個方面來看，設計低噪聲、不會因軌道或過孔燃燒而影響系統電路電源是一個挑戰。本文強調了一些設計師可能會忽略的地方，例如使用電力預算分析構建電力樹，以支持所有后端負載。   原理圖和模擬只是設計的第一步，其次是設備定位和路由技術的謹慎。過孔、軌道和載流能力必須滿足要求并接受評估。如果接口位置有開關噪聲，或開關噪聲到達IC的功率引腳，系統電路將異常，難以隔離和排除故障。  
    2022-09-07 15次
    ADI(亞德諾)使用數字電位器可調電壓輸出
        本文介紹了一個完整的解決方案，使用按鈕數字電位器簡單高效地控制高達20V的電壓。該完整的解決方案為需要可調電壓輸出的各種應用提供了可調電源。圖1顯示了AD5116數字電位器和ADCMP371比較器，具有可變輸出功率。微控制器可以通過添加開關而不是按鈕來調節電壓。 AD5116有64個可用的游標位置，端到端電阻容差為±8%。此外，AD5116還包含一個EEPROM來存儲游標位置，可以通過按鈕手動設置。該功能對于需要固定標準上電壓的應用非常有用。 電路由電壓VIN供電，最高可達20V。AD5116DMP371電壓VDP，通過VIN生成，如AD121等穩壓器。   圖1.帶可變輸出、通過按鈕控制的高壓開關穩壓器。   電路工作原理 輸出將分壓器反饋給比較器，然后將數字電位器設置的基準電壓進行比較。如果從OU到TV基的電壓高于輸出切割電壓如果從VOU到T基的電壓低于通過這種基于比較的功能，晶體管在開/關模式下以短脈沖工作，以保持每個晶體管的低損耗。開關頻率除電位器輸出電壓外，還受VOUT負載的影響。 隨著數模轉換器(DAC)輸出電壓的增加，T2關閉時間變長，比較器輸出相應增加。比較器輸出提供了一系列更高頻、更快的正電源輸出脈沖。如果DAC輸出電壓降低，則相反。   經過濾波的VOUT 通過公式1確定。       VW 為電位器抽頭W處的DAC輸出電壓。   AD5116的A抽頭和B抽頭之間的電阻標稱值為5 kΩ，劃分為64級階躍。在量程的較低端，典型游標電阻 RW 降至45 Ω到70 Ω之間。相對于GND的 VW 輸出電壓為：       其中 RWB 為：       ·  RWB是抽頭W和較低端的GND之間的電阻值。 ·    RAB 為電位器的總電阻。 ·  VA為分壓器串頂端的電壓；在本例中，它等于 VDD。 ·    D為AD5116的RDAC寄存器中二進制代碼的十進制等效值。 ·    AD5116的RDAC 寄存器通過按鈕PD和PU進行控制。默認的上電位置（例如 VOUT = 0 V）可以通過ASE引腳存儲在電位器的EEPROM中。   濾波器輸出：減少紋波 需要額外的濾波器電路(見圖2)才能獲得穩定的輸出電壓VOUT，減少開關T1和T2引起的紋波。AD5116的最大和最小開關頻率16的最大和最小開關頻率及其工作電壓范圍。 對于圖2所示的電路，開關頻率范圍約為1.8Hz至500Hz。由于該值相當低，在確定濾波器的截止頻率時，通常需要使用更大的R、L和C值。但濾波器的串聯電阻和輸出負載構成分壓器，可降低輸出電壓。因此，在選擇R值時，應選擇相對較低的值。   圖2.用于使輸出電壓平穩的濾波器電路。  
    2022-09-01 13次
    如何設計一個經濟、高效、安全的物聯網節點?
      如今，世界上有100億個物聯網節點連接到互聯網上，達到十多年前的十倍，這一趨勢將繼續增加。這種增長也給攻擊者帶來了更多的機會。據估計，網絡攻擊造成的年成本從幾百億到幾萬億美元不等，而且這個數字還在上升。因此，安全考慮對于繼續成功拓展物聯網至關重要，而物聯網安全始于物聯網節點的安全。 沒有公司希望自己的名字出現在被打破，客戶數據被盜等新聞中。此外，聯網設備還需要遵守日益嚴格的政府法規，如FDA對醫療設備的規定、美國/歐盟對工業4.0關鍵基礎設施的網絡安全要求以及汽車行業的一些新標準。這些要求旨在促進高安全性的實現，但并沒有明確強制使用基于硬件的安全措施。然而，物聯網節點通常是大量的成本優化設備，這給安全性和成本之間的平衡帶來了巨大的挑戰。 利用信任根創建安全節點。 我們如何設計一個經濟、高效、安全的物聯網節點？從信任根（也稱為安全元件）開始，建立一個安全的物聯網節點，是一個負擔得起的小型集成電路，旨在為節點應用程序處理器提供可靠的安全相關服務。相關功能示例包括數據加密（保護機密信息）和數字簽名（保證信息的真實性和完整性）。信任根的最終目標是確保用于數據加密或數字簽名的密鑰得到保護，以防止泄露。     信任根的概念保證了安全相關服務信息的真實性和完整性 信任根的另一個關鍵功能是，由于安全指導機制的存在，它支持可信信息的交換。安全指導確保所有物聯網節點設備都在運行合法的固件，因此這些設備可以按預期運行，不會因其功能的惡意變化而受到攻擊。 安全IC面臨的最大挑戰是抵御物理攻擊，如直接探測和所謂的側信道攻擊。 物理不可克隆功能(PUF) 不幸的是，通用微控制器中常用的存儲技術（即EEPROM或閃存）并不安全，因為直接檢測會試圖監控微電路的內部結構。使用掃描電子顯微鏡（SEM），攻擊者可以直接監控存儲器的內容，而無需高成本。為了降低這一風險，半導體行業開發了物理不可克隆功能（PUF）技術。PUF用于從微電路的固有物理屬性中導出唯一的密鑰。這些因芯片而異的屬性很難直接檢測，因此很難通過直接檢測提取生成的密鑰。在某些情況下，PUF派生密鑰加密信任根內存儲器的其余部分，以保護存儲在設備上的所有其他密鑰和憑證。   PUF技術可以降低微電路直接檢測的風險。 側信道攻擊的成本甚至更低，而且更具侵入性。這種攻擊使用了以下事實：電子電路經常通過電源、無線電或熱輻射泄漏處理數據的相關數字簽名。當電路使用密鑰解密數據時，通過測量信號和處理數據之間的微妙相關性，可以在適度和復雜的統計分析后成功地猜測密鑰的值。顯然，信任的根是為了使用各種對策來防止這些數據泄露而設計的。 毛刺攻擊是另一種非侵入性攻擊，其中攻擊者試圖利用這個機會破壞芯片的執行流。這通常是通過在芯片的電源或其他引腳上注入電脈沖或通過電磁脈沖來實現的。這種毛刺會對微電路中的信號或寄存器值造成一定的內部損壞，并可能導致跳過授權和其他有害結果，允許不受控制地訪問應該受到限制的信息。同樣，信任根對此類漏洞也有明確的保護機制，如誤差檢測。 使用安全IC的應用示例。 如圖3所示，胰島素泵由控制設備遠程驅動，顯然顯示了基于硬件的信任根在此類安全應用中的優勢。該應用程序存在明顯的安全風險，攻擊者可能會向胰島素泵發送流氓命令，從而威脅患者的生命。該系統中使用的協議是一個簡單的查詢/響應身份驗證協議： 1.為了準備發送命令，控制設備要求胰島素泵發出質詢。 2.胰島素泵采用隨機數R質詢請求者。 3.控制設備使用其私鑰簽署命令、隨機數R和一些固定填充。該操作由控制設備的信任根完成。 4.胰島素泵將驗證簽名是否正確，收到的隨機數是否與之前發出的隨機數相同，以避免無意義地重5.新發送有效命令。該操作由胰島素泵的信任根IC完成。   胰島素泵認證是信任根應用的簡化示例 除了每個命令都需要使用新的隨機數外，該協議的安全性還取決于控制設備在授權命令中使用的私鑰的保密性，以及胰島素泵中授權公鑰的完整性。如果這些密鑰存儲在普通的微控制器中，攻擊者可以提取或操作它們，并制造假的控制設備或泵。在這種情況下，信任根IC使得更難偽造儀表設備或泵、操作憑證或篡改通信協議。此外，驗證系統中不同設備運行的固件也是確保整體安全的關鍵。破解的胰島素泵固件可能通過傳入命令的驗證，并接受未經驗證的請求。 對于任何物聯網應用程序，只要其網絡節點采用遠程控制或測量和報告敏感值，就可以很容易地從上述應用程序轉移。   專用安全IC的優點 一般來說，良好的節點設備設計將使攻擊者攻擊設備的成本遠高于潛在的回報?；谔厥獍踩獻C的架構具有許多優點：   物聯網安全是一場永無止境的戰斗。雖然各種攻擊手段不斷升級，但與此同時，安全IC供應商也在不斷加強對策，因此攻擊安全IC的成本仍然很高。升級安全IC可以提高網絡設備的安全性，對整體設備設計和成本影響不大。     將關鍵功能集中在與應用處理器分離的強大防篡改物理環境中，可以更容易地確保安全評估法律法規的合規性。這種隔離也使得攻擊者更難利用設備應用處理器中的漏洞，很難完全發現和消除。     如果供應商盡快調試安全IC，則更容易確保物聯網節點在其整個生命周期中的安全。使用此方法時，無需與合同制造商共享關鍵信息，可實現安全的個性化過程和OTA更新。重建和克隆也變得更加困難；由于安全IC無法克隆，物聯網節點設備無法克隆。     選擇合適的應用微控制器是一項艱巨的任務，因為我們必須找到特性、成本和上市時間之間的最佳平衡。最合適的微控制器可能沒有足夠的安全特性，因此使用外部垂直安全IC是最靈活、影響小的設備保護方法。   結論。 隨著合規要求的不斷加強和源源不斷的遠程大規模攻擊，必須注意暴露物聯網系統的安全性。典型的網絡系統中有許多組件，安全設計必須是第一步。雖然保護邊緣的物聯網節點并不是唯一的步驟，但它是非常必要的。  
    2022-09-01 26次
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