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　　　　由于LED是電流特性器件，即在飽和導通的前提下，亮度隨著電流大小的變化而變化，不隨著其兩端電壓的變化而變化。專用芯片的最大特點是提供恒流源輸出，保證LED的穩定驅動，消除LED的閃爍現象。具有輸出電流大、恒流等特點，適用于要求大電流、高畫質的場合，如戶外全彩屏、室內全彩屏等。在前一篇中提到，如果LED燈珠在其額定參數范圍內及有良好散熱的情況下使用，LED的使用壽命可以很長。下面以尾燈模塊(位置燈和剎車燈)為例，在簡化模塊設計的前提下，如何給LED提供一個正常穩定持續的工作環境，以及當燈珠或燈串出現故障時，診斷保護和故障報錯如何發揮作用。 　　1.恒流工作設定　　在車載12伏系統中，通常電子模塊輸入電壓范圍大約在9-16伏。在這個相對比較寬泛電壓范圍內，與前置使用恒壓芯片的方案不同的是，使用線性恒流源驅動LED時，需要考慮在額定輸出電流情況下，最高輸入電壓時，線性驅動芯片上可以承受的最大功率?！　D1是一個使用線性恒流源驅動，組成位置燈和剎車燈共用部分的結構?！　? 圖1 線性恒流源驅動：位置燈和剎車燈共用部分組成結構 　　2.調光　　尾燈模塊中，當剎車燈和位置燈復用LED時，需要用到調光功能?！　≌{光分為模擬調光和數字調光?！　∧M調光：通過改變通過LED上的電流值來調節光源的亮度?！　底终{光：PWM占空比調光，即通過改變LED上的電流通斷時間來調節光源的亮度?！　∥矡糁谐Ｓ脭底终{光，相對模擬調光來說，數字調光精度更容易控制，而且LED的發光不容易產生色偏?！　∮捎趧x車燈和位置燈復用，在尾燈模塊中通常需要使用兩種數字調光的占空比。這時PWM信號可以有兩種來源：一種是來自外部BCM信號，另一種是尾燈模塊中有產生PWM信號的器件。有些驅動芯片(Basic和Basic+部分產品，英飛凌線性電流源系列)集成了PWM發生器，無需為產生 PWM 信號而增加微控制器或信號發生器。并且可以提供兩種占空比來實現剎車燈和位置燈復用功能。如圖1所示。當尾燈模塊中需要多個相同的PWM邏輯時，只使用一片帶有PWM發生器的驅動芯片輸出端，可以為級聯的多片驅動提供PWM信號輸入，達到在最大程度上簡化系統設計的目的。 　　3.診斷功能　　LED燈珠常見故障模式包括開路和短路兩種模式。當幾個LED串聯使用時，故障模式包括開路，整串短路，以及單顆LED短路?！　〈蟛糠智闆r下，開路是占到LED 故障模式的80%，短路發生占比一般較小?！　? 開路檢測　　線性恒流源驅動芯片通常采用對比供電電壓和輸出電壓的壓差方法來檢測是否發生開路?！　‘敊z測有開路發生時，可以做報錯，也可以做N-1功能(關閉同功能組的其他LED燈串)?！　? 整串短路　　當驅動芯片檢測到輸出電壓低于短路電平閾值以下時，會關掉該路輸出，達到保護芯片和PCB電路板的目的?！　? 單顆短路　　單個短路的情形相對上面兩種診斷來說難度更大一些。舉例，當三顆LED串聯情況下，其中一顆發生短路時的檢測方法如下。Basic+系列提供的方式是，以獨立的管腳連接電阻設定一個參考電壓，這個參考電壓設定應該在兩顆LED工作時的最大輸出電壓和三顆LED工作的最小輸出電壓之間。當發生單顆短路時，使用和整串開路/短路不同的故障處理方式，以便和這兩種故障加以區分。 　　4.保護功能　　? 過溫保護　　當驅動芯片和LED布置在同一塊PCB板上時，為了防止由于LED或者驅動芯片本身的過熱帶來的溫升，芯片集成限制輸出電流功能，以達到最終限制LED和驅動芯片的發熱情況。當驅動 芯片結溫接近最高溫度前，逐步減小輸出電流直到零安倍。當結溫下降后，輸出功能可自動恢復。這其中也包括了過載情況的保護?！　? 圖2 高結溫時輸出電流降低曲線示意圖 　　5.故障處理　　整車中尾燈模塊的電源上電和控制信號均來自于BCM，當尾燈運行時，如果發生故障時，報錯的反饋信息也是發送給BCM, 不同的BCM要求的報錯處理機制可能不盡相同。所以當尾燈模塊出現上述提到的情況， 會有以下不同的處理方式?！　￠_路或整串短路時　　?報錯后不關閉輸出　　?報錯后關閉輸出　　?報錯后延時關閉輸出　　單顆LED短路時　　?報錯后不關閉輸出　　?報錯，延時重試，如錯誤持續，則延時關閉輸出，如錯誤消失則恢復輸出?！　?報錯后延時關閉輸出，報錯信息自鎖，驅動芯片相應管腳需要重置后，恢復輸出?！　CM可以根據相關的報錯信息，區別不同的故障情況，對不同功能燈做相應后續處理?！　∩鲜龉收咸幚矸绞降牟煌M合，可以簡化模塊設計，使設計適應OEM的各種不同需求?！　【C上所述，利用智能線性驅動芯片的上述優勢，可以提高LED在汽車應用中的可靠性，優化模塊設計，實現最優成本控制。希望以上介紹能夠對大家使用相關產品有所幫助。 

　　零漂移運算放大器使用斬波、自穩零或這兩種技術的結合來消除不需要的低頻誤差源，例如失調和1/f噪聲。傳統上，此類放大器僅用于低帶寬應用中，因為這些技術在較高頻率時會產生偽像。只要系統設計時考慮了高頻誤差，例如紋波、毛刺和交調失真(IMD)等，較寬帶寬的解決方案也可以受益于零漂移運算放大器的出色直流性能?！　×闫萍夹g　　1斬波背景第一種零漂移技術是斬波，它將誤差調制到較高頻率，從而將失調和低頻噪聲與信號內容分離?！　D1顯示了(b)斬波如何將輸入信號(藍色波形)調制到方波，在放大器中處理該信號，然后(c)將輸出端信號解調回直流。與此同時，放大器中的低頻誤差(紅色波形)在(c)輸出端被調制到方波，然后(d)通過低通濾波器(LPF)濾波?！　? 圖 1. 在 (a) 輸入、(b) V1、(c) V2 和 (d) VOUT 端的信號(藍色)和誤差(紅色)的時域波形　　同樣，在頻域中，輸入信號(圖2中的藍色信號)被(b)調制到斬波頻率，在fCHOP由增益級處理，(c)在輸出端解調回直流，最后(d)通過LPF。放大器的失調和噪聲源(圖2中的紅色信號)在DC頻率通過增益級處理，(c)由輸出斬波開關調制到fCHOP，最后(d)由LPF濾波。由于采用方波調制，因此調制發生在調制頻率的奇數倍附近?！　? 圖 2. 在 (a) 輸入、(b) V1、(c) V2 和 (d) VOUT 端的信號(藍色)和誤差(紅色)的頻域頻譜　　從頻域和時域圖中均可看出，由于LPF不是理想的磚墻濾波器，因此調制噪聲和失調會造成一定的殘留誤差?！　?自穩零背景第二種零漂移技術自穩零，也是一種動態校正技術，其工作原理是采樣并消除放大器中的低頻誤差源?！　D3顯示了基本自穩零放大器的例子。它由具有失調和噪聲的放大器、重新配置輸入和輸出的開關以及自穩零采樣電容組成?！　? 圖 3. 基本自穩零放大器　　在自穩零階段(?1)，電路的輸入短接到一個公共電壓，自穩零電容對輸入失調電壓和噪聲進行采樣。請注意，在此階段，放大器無法用于信號放大。為使自穩零放大器以連續方式運行，必須讓兩個相同通道交錯。這稱為乒乓式自穩零?！　≡诜糯箅A段(?2)，輸入連接回信號路徑，放大器又可用于放大信號。低頻噪聲、失調和漂移通過自穩零來消除，剩余的誤差為誤差的當前值與前一樣本之差。由于低頻誤差源從?1到?2變化不大，因此這種減法效果很好。另一方面，高頻噪聲混疊到基帶，導致本底白噪聲提高，如圖4所示?！　∮捎谠肼曊郫B以及需要額外通道以支持連續工作，因此對于獨立的運算放大器，斬波可能是更有效的零漂移技術?！　?斬波偽像盡管斬波可以很好地消除不需要的失調、漂移和1/f噪聲，但它會產生不必要的交流偽像，例如輸出紋波和毛刺。ADI公司最近的零漂移產品已采取措施來減小這些偽像，并使其位于較高頻率，使得系統級濾波更容易?！　?紋波偽像斬波調制技術將低頻誤差移至斬波頻率的奇數次諧波，因此紋波是這種技術的后果。放大器設計人員采用許多方法來降低紋波的影響，包括：　　●生產失調微調：通過執行一次性初始微調，可以顯著降低標稱失調，但失調漂移和1/f噪聲仍然存在?！　　駭夭ê妥苑€零結合：放大器先自穩零，然后執行斬波，以將提高的噪聲譜密度(NSD)上調制到更高頻率。圖4顯示了斬波和自穩零后得到的噪聲頻譜?！　? 圖 4. 噪聲 PSD：斬波或自穩零之前，自穩零之后，斬波之后，斬波和自穩零之后　　●自動校正反饋(ACFB)：可以使用本地反饋環路來檢測輸出端的調制紋波，并在其來源處消除低頻誤差?！　?毛刺偽像毛刺是由斬波開關的電荷注入不匹配引起的瞬態尖峰。此類毛刺的幅度取決于許多因素，包括源阻抗和電荷不匹配量。毛刺尖峰不僅會在斬波頻率的偶數次諧波處引起偽像，而且會產生與斬波頻率成比例的殘余直流失調。圖5(左)顯示了這些尖峰在圖1中的V1(斬波開關內部)和V2(輸出斬波開關之后)處的外觀。在斬波頻率的偶數次諧波處的額外毛刺偽像是由有限放大器帶寬引起的，如圖5(右)所示?！　? 圖 5.(左)圖 1 中的 V1(斬波開關內部)和 V2(斬波開關外部)處的電荷注入導致的毛刺電壓;(右)圖 1 中 V1 和 V2 處的有限放大器帶寬引起的毛刺　　與紋波一樣，放大器設計人員也有降低零漂移放大器中的毛刺影響的技術：　　電荷注入微調：可以將可調整電荷注入斬波放大器的輸入端，以補償電荷不匹配，從而減少運算放大器輸入端的輸入電流量?！　《嗤ǖ罃夭ǎ哼@不僅減小了毛刺幅度，而且還將其移至更高頻率，使濾波更加容易。與簡單地在更高頻率執行斬波相比，該技術導致毛刺更頻繁，但幅度較小。圖6將典型的零漂移放大器與 ADA4522進行了比較，后者使用該技術顯著降低了毛刺的影響?！　　　? 圖 6. ADA4522 中的電壓尖峰降低到本底噪聲　　  圖 7. 斬波器放大器偽像，包括上調制紋波和電荷注入毛刺　　總結一下，圖7顯示了斬波放大器的輸出電壓，其中包含：　　●紋波，由斬波頻率奇數倍處的上調制失調和1/f噪聲引起?！　　衩?，由斬波開關的電荷注入不匹配和有限放大器帶寬在斬波頻率的偶數倍處引起?！　∠到y級考慮因素　　在數據采集解決方案中使用零漂移放大器時，務必了解頻率偽像的位置并作出相應的規劃?！　　ぁ　≡跀祿謨灾胁檎覕夭l率　　·　　數據手冊通常會明確說明斬波頻率，但通過查看噪聲頻譜圖也可以確定斬波頻率。ADI公司最新的幾款零漂移放大器的數據手冊顯示了偽像在頻譜中發生的位置?！　DA4528 數據手冊不僅在“應用信息”部分明確說明了200 kHz的斬波頻率，而且這也可以在圖8所示噪聲密度曲線中清楚地看出?！　? 圖 8. ADA4528 的噪聲密度曲線　　在ADA4522數據手冊的“工作原理”部分中，斬波頻率為4.8 MHz，失調和紋波校正環路工作在800 kHz。圖9顯示了ADA4522的噪聲密度，其中可以看到這些噪聲峰值。在單位增益時，由于環路的相位裕量較低，在6 MHz處也有一個噪聲凸起，這不是零漂移放大器所獨有的?！　? 圖 9. ADA4522 的噪聲密度曲線　　務必記住，數據手冊中描述的頻率是一個典型數值，可能因器件而異。因此，如果系統需要兩個斬波放大器進行差分信號調理，請使用雙通道放大器，因為兩個單通道放大器在斬波頻率方面可能略有不同，因而可能相互作用并引起額外的IMD?！　　ぁ　∑ヅ漭斎朐醋杩埂　　ぁ　∨c輸入源阻抗相互作用的瞬態電流毛刺可能會導致差分電壓誤差，從而可能在斬波頻率的倍數處產生額外的偽像。圖10顯示了ADA4522在源電阻不匹配情況下的噪聲密度曲線(底部)。為了解決這一潛在的誤差源，系統設計人員應確保斬波放大器的每個輸入看到的阻抗相同(頂部)?！　? 圖 10. ADA4522 中的噪聲：輸入源電阻匹配(頂部)和不匹配(底部)　　·　　IMD和混疊偽像　　·　　使用斬波放大器時，輸入信號可能與斬波頻率fCHOP混頻，從而在fIN ± fCHOP、fIN ± 2fCHOP、2fIN ± fCHOP…處產生IMD。這些IMD產物可能出現在目標頻段中，尤其是當fIN接近斬波頻率時。為了消除此問題，請選擇斬波頻率遠大于輸入信號帶寬的零漂移放大器，并確保在此放大器級之前濾除頻率接近fCHOP的干擾信號?！　∈褂肁DC對放大器輸出進行采樣時，斬波偽像也可能發生混疊。圖11顯示了ADC采樣時毛刺頻率混疊產生的IMD產物示例。這些IMD產物依賴于毛刺和紋波幅度，并且可能因器件而異。設計信號鏈時，有必要在ADC之前使用抗混疊濾波器以減少此IMD?！　? 圖 11. IMD 的一個示例，其中 ADC 對毛刺采樣，并在 fSAMPLE – 2fCHOP 處引起混疊?！　?nbsp;　　斬波偽像濾波　　在系統層次上，處理這些高頻偽像的最有效辦法是濾波。零漂移放大器和ADC之間的LPF減少了斬波偽像，并避免了混疊。因此，具有更高斬波頻率的放大器可放寬對LPF的要求，并支持更寬的信號帶寬?！　±?，圖13顯示了ADA4522使用圖12所示不同技術來減輕斬波偽像的效果：提高閉環增益，后置濾波，以及并聯使用電容和反饋電阻。  圖 12. 濾除偽像的放大器配置　　  圖 13. ADA4522 NSD，使用頂部顯示的一階濾波器方法：(左)提高增益會降低放大器帶寬，濾波器濾除噪聲尖峰;(右)使用 RC 濾波器。 　　根據系統對頻帶抑制的需求，可能需要一個更高階有源濾波器。ADI公司有許多資源可幫助設計濾波器，包括多重反饋濾波器教程和在線濾波器設計工具?！　×私鈹夭▊蜗癜l生的頻率可以幫助創建所需的濾波器。表1列出了零漂移放大器引起的交流偽像的位置?！　?  　　結論　　通過了解零漂移放大器中的高頻偽像，系統設計人員可以更有信心地將零漂移放大器用于更寬帶寬的應用。系統設計考量因素包括：　　●零漂移放大器輸入端的源輸入阻抗應匹配　　●使用雙通道放大器進行差分信號調理　　●在數據手冊噪聲頻譜中找到偽像的頻率　　●設計濾波器以降低動態降失調技術所引起的高頻偽像的影響　　●了解頻域中的高頻偽像并作出合理規劃 

　　精密數據采集子系統通常由高性能的分立線性信號鏈模塊組成，用于測量和保護、調整和獲取，或生成和驅動。在開發這些數據采集信號鏈時，硬件開發人員通常需要高輸入阻抗來直接連接多個傳感器。在這種情況下，通常需要使用可編程增益使電路適應具有可變共模電壓的不同輸入信號振幅-單極性或雙極性和單端或差分信號。PGIA傳統上，它是由單端導出組成的，基于全差分和高精度，該導出不能直接全速驅動SAR架構的ADC，至少需要一個信號調節或驅動級放大器。隨著人們越來越重視通過系統軟件和應用程序提供不同的系統解決方案，整個行業正在迅速發展和變化。然而，由于緊張的研發預算和上市時間的限制，構建模擬電路和生產原始形狀來驗證其功能的時間越來越少。這增加了硬件開發資源的壓力，需要進一步減少設計迭代。本文主要介紹了分立寬帶的設計PGIA注意重要方面，并展示它們PGIA驅動高速信號鏈μModule?數據收集解決方案的精確性能。  　　一、PGIA設計描述　　圖1顯示分立式寬帶全差分PGIA簡化電路的框圖。有關此PGIA電路的關鍵規格和設計要求，請參見表1 表1. PGIA設計限制和關鍵規格 　　ADI分立式PGIA使用以下部件構建：　　●ADA4898-1 低噪聲高速放大器　　●LT5400 低噪聲高速放大器　　●ADG1209 低電容iCMOS?多路復用器，用于控制PGIA增益　　●ADA4945-1 寬帶全差分放大器(FDA)　　ADI這款寬帶PGIA電路選擇使用這些分立式組件來滿足表1中突出顯示的PGIA規格，用于在驅動全差分高速信號鏈μModule數據采集解決方案(例如 ADAQ23875 和 ADAQ23878)和以及ADC(例如 LTC2387-16/LTC2387-18)時實現優化的交流和直流性能?！　? 圖 1. 簡化的 PGIA 電路框圖 　　二、設計技巧和組件選擇這款寬帶分立式PGIA解決方案能否驅動基于高速SAR架構的信號鏈μModule解決方案和實現優化性能，取決于放大器和FDA的關鍵規格(例如帶寬、擺率、噪聲和失真)。選擇ADA4898-1和ADA4945-1是因為其增益帶寬積(GBW)支持該信號鏈的總體帶寬要求。只有驅動ADC(例如LTC2387-16/LTC2387-18)時，才需要使用ADA4945-1 (FDA)。設置PGIA增益的標準取決于所選的放大器、反饋電阻和多路復用器，我們將在下一節中詳細討論。 　　三、設置PGIA增益　　選擇增益和反饋電阻　　放大器的增益電阻和反饋電阻應該精確匹配。LT5400四通道電阻網絡提供0.2 ppm/°C的匹配漂移和0.01%的電阻匹配，工作溫度范圍很寬，共模抑制比(CMRR)優于獨立匹配電阻。FDA周圍的增益電阻也需要精準匹配，以實現優化的CMRR性能?！　T5400電阻網絡用于設置放大器的增益。增益計算如公式1至公式3所示?！　? 　　  　　使用LT5400時，通過設置R1 = R4和R2 = R3，增益為：　　  放大器的增益和FDA(固定增益為2)構成了PGIA的總增益，如表2所示　　LT5400系列提供多種電阻選項，如表2所示?？梢允褂脝挝辉鲆媾渲玫姆糯笃鱽砼月稟DG1209多路復用器，所以在本例中，總PGIA設置為2?！　? 表2. LT5400電阻選項和等效增益 　　要將增益設置為高于20，需要在兩個ADA4898-1放大器的反相輸入端之間添加一個外部精密匹配的增益電阻(RGAIN)，并使用LT5400-4作為反饋電阻來實現目標增益64和128，如圖2所示?！　∫嬎鉘GAIN值，請參考公式4至8?！　? 　　  　　  　　  　　要實現所需的增益，RGAIN的值應為：　　   　　選擇多路復用器　　使用多路復用器，通過選擇LT5400四通道電阻網絡可控制該PGIA電路的多個增益。為這個寬帶分立式PGIA設計選擇多路復用器時，應考慮多路復用器的多個重要參數，例如導通電阻(RON)、導通電容(CON)和關斷電容(COFF)。在這個寬帶PGIA設計中，建議使用ADG1209多路復用器。在放大器的反饋路徑中添加補償電容(Cc)，會盡可能減小增益頻響的高頻尖峰(提高放大器的穩定性)，并降低多路復用器導通/關斷電容的影響。Cc與RON、反饋電阻和增益電阻會構成一個極點，該極點將會補償反饋環路增益中寄生電容產生的零點的影響。應優化Cc值，以實現所需的閉環響應。當ADA4898-1電路中使用更高的反饋電阻值時，因為其高輸入電容(ADA4898-1的輸入共模電容為2.5pF，差模電容為3.2pF)，在閉環增益的頻響中會出現更高的尖峰。為了避免這個問題，在ADA4898-1中一個更高的反饋電阻需要并聯一個反饋電容。如圖2所示，此處選擇了 ADA4898-1 數據手冊中推薦的優化Cc值2.7 pF。使用更小的Cc時，使增益頻響的尖峰更高，但是如果使用的Cc過大，則會影響閉環增益的增益平坦度?！　? 圖 2. 多路復用器、LT5400 和 RGAIN 電阻設置 PGIA 增益  　　四、PGIA電源　　圖3顯示用于評估該分立式寬帶寬PGIA設計性能的評估板。 圖 3. 分立式寬帶寬 PGIA 評估板 　　由兩個高速ADA4898-1放大器和一個ADG1209多路復用器構成的PGIA前端需要使用±15 V電源來驅動，而ADA4945-1 FDA需要使用6 V和2 V電源軌來實現優化信號鏈性能。雖然此板需要使用臺式電源，但是針對該PGIA電路，我們更推薦 LTpowerPlanner? 電源軌的樹形結構設計，它同樣展示了每個電源軌的負載電流，可參考圖4?！　? 圖 4. 推薦的電源樹  　　五、PGIA性能　　帶寬　　圖5顯示在不同的增益設置下，閉環增益與頻率的關系圖。當PGIA增益從2增大到128，其帶寬會降低，而其折合到輸出端(RTO)的噪聲會增大;因此，信噪比 (SNR)會降低?！　? 圖 5. 帶寬與頻率的關系 　　CMRR　　圖6顯示在不同的PGIA增益設置下，CMRR與頻率的關系圖。 圖 6. CMRR 與頻率的關系 　　失真　　Audio Precision? (APX555)信號分析儀用于測試PGIA板(圖4)的失真性能，通過對不同的增益設置施加不同的輸入電壓，將其輸出設置為8.192 V p-p。圖7顯示分立式寬帶PGIA的總諧波失真(THD)與頻率性能之間的關系?！　? 圖 7. PGIA THD 與頻率的關系 　　關鍵規格匯總　　表3列出了使用分立式PGIA評估板(圖4)在測試臺上測得的關鍵PGIA規格，例如帶寬、擺率、漂移和失真。 表3. 獨立的PGIA的關鍵規格 　　六、驅動信號鏈的PGIA μModule解決方案　　圖8顯示選定的多路復用器作為兩個低噪聲、高速放大器ADA4898-1的增益輸入端與LT5400精密電阻網絡并聯構成的寬帶PGIA可以驅動有15MSPS采樣速率的ADAQ23875信號鏈uModule。ADAQ23875包含內部全差分放大器;因此，應旁路寬帶分立式PGIA評估板(圖4)中的FDA模塊。Audio Precision (APx555)信號源用于評估SNR和THD，在本例中，輸入幅度設置為約–0.5 dBFS?！　? 圖 8. 驅動 ADAQ23875 的分立式 PGIA 的簡化信號鏈 　　完整信號鏈性能　　噪聲　　有關完整信號鏈(圖8)在特定輸入范圍或增益設置下的動態范圍和折合到輸入端(RTI)的噪聲，請參考表4。 表4. PGIA驅動ADAQ23875時的動態范圍和RTI噪聲 　　使用ADA4898-1放大器時，驅動ADAQ23875的分立式PGIA的SNR性能與頻率的關系圖如圖9所示。PGIA增益增大時，整個動態范圍或SNR會降低，這是由于單個電阻、放大器和μModule解決方案本身的噪聲引起的?！　DAQ23878的高精度性能與高采樣速率相結合，可降低噪聲并支持過采樣，以實現極低的RMS噪聲并在寬帶內檢測小幅度信號。換句話說，對快速瞬變和小信號電平進行數字化處理時，15 MSPS的采樣速率大大放寬了抗混疊濾波器要求并充分提高了帶寬。過采樣是指以比兩倍信號帶寬(滿足奈奎斯特標準所必需)快得多的速度進行采樣。例如，對ADAQ23875進行4倍過采樣可額外提供1位分辨率，或增加6 dB的動態范圍，換言之，由于此過采樣而實現的動態范圍改進定義為：ΔDR = 10 × log10 (OSR)，單位dB。ADAQ23875的典型動態范圍在15 MSPS時為91 dB，對于4.096 V基準電壓源，其輸入對地短路。例如，當ADAQ23875進行256倍過采樣時，這對應于29.297 kHz的信號帶寬和接近111 dB的動態范圍(對于不同的增益選項)，因此可以精確檢測出μV級別的小信號。為了適應所執行的測量，可以應用額外的過采樣來權衡噪聲和帶寬。 圖 9. 使用 PGIA 驅動 ADAQ23875 時，SNR 與頻率的關系 　　失真　　圖10和圖11顯示使用分立式PGIA驅動ADAQ23875時，信號鏈(高達100 kHz，從100 kHz至1 MHz)的THD性能。由于ADA4898-1的帶寬和擺率開始下降，THD會隨著PGIA增益和輸入信號頻率增大而逐漸下降。圖11還顯示了使用PGIA驅動ADAQ23875，以及使用LTC6373和ADA945-1的組合在15 MSPS采樣率下驅動LTC2387-16時，兩個信號鏈的THD性能比較?！　? 圖 10. 使用 PGIA 驅動 ADAQ23875 時，THD 與頻率的關系　　  圖 11. PGIA 驅動 ADAQ23875 以及 LTC6373 + ADA4945-1 驅動 LTC2387-16 時，THD 信號鏈的性能比較 　　積分非線性(INL)和差分非線性(DNL)　　使用PGIA驅動ADAQ23875時，必須保持信號鏈的整體直流精度，這一點也很重要。圖12和圖13顯示PGIA增益為2時，典型的INL和DNL性能。對于所有其他增益設置，INL和DNL一般都保持在±0.5 LSB以內?！　? 圖 12. 驅動 ADAQ23875 的 PGIA (G = 2) 的 INL 圖　　  圖 13. 驅動 ADAQ23875 的 PGIA (G = 2) 的 DNL 圖 　　總結：　　本文介紹使用ADA4898-1放大器，ADG1209多路復用器和LT5400精密匹配電阻構成分立寬帶寬帶PGIA設計。設計從幾十毫伏到100毫伏到10V單端/差分信號輸入范圍，同時驅動16位15MSPS采樣率的ADAQ23875信號鏈μModule解決方案可以實現高精度測量。并使用市場上可用的單片PGIA與完整的信號鏈相比，它可以提供更好的整體精度性能。這種寬帶寬帶信號鏈是專門為特定的客戶群體定制的，旨在構建一用于自動測試設備、電源監控和分析儀的測試儀器。

　　梯形控制是無刷直流(以下簡稱“BLDC”)電機最簡單的控制方法之一，它施加方波電流，使電機相位與BLDC電機的梯形反電動勢波形對齊，以獲得最佳轉矩。BLDC 的梯形控制適用于白家電、制冷壓縮機、暖通空調(HVAC)鼓風機、冷凝器、工業驅動、泵和機器人等多種應用電機控制系統設計?！　? 　　構成驅動電機的三相逆變器的MOSFET具有六種開/關狀態組合，從而在轉子磁場的旋轉平面內產生六種可能的定子磁場方向。因此，該方法也稱為六步法或120°塊換向。根據電機的所需旋轉方向，六種可能的逆變器狀態必須遵循特定的順序，以便定子和轉子磁場方向布置產生最大轉矩。轉子位置反饋通常通過安裝在電機上的霍爾傳感器(有傳感器)或通過在旋轉時(無傳感器)感測電機相位的反電動勢來實現，從而確定適當的換向時序?！　? 圖1：霍爾傳感器換向時序圖　　有傳感器式梯形控制不需要任何電壓或電流反饋信號即可運行。它使用來自霍爾傳感器的位置反饋來確定為電機各相位通電的正確順序。安裝在電機上的霍爾傳感器通過轉子永磁體旋轉磁場產生的霍爾效應來感測轉子位置。即使在啟動時，也可以進行適當的換向，因為即使在零速下，轉子位置信息也存在?！　? 圖2：有傳感器式電機梯形控制系統框圖　　無傳感器的梯形控制使用電機旋轉產生的反電動勢來確定適當的電機換向順序。對于梯形控制，一次只能通電兩個電機相位。由于非通電相位中沒有電流流動，因此此時可以直接感測反電動勢。在非通電階段，反電動勢呈線性增加或減少。大多數用于梯形控制的反電動勢位置反饋技術都依賴于涉及反電動勢過零檢測(ZCD)的方法。監測反電動勢，以確定它何時越過參考點——電機中性電壓或直流總線電壓的一半?！　? 圖3：無傳感器的電機梯形控制系統框圖　　雖然有傳感器的梯形控制更容易實施，但由于在電機中安裝了霍爾傳感器，需要增加成本，還需要從電機進行更多布線，這在某些環境中不太可行。無傳感器控制更為復雜，必須針對特定負載或工作條件進行調整，且在重載下可能難以啟動。不過，無傳感器控制非常適合已知負載曲線或負載隨速度增加的應用如風扇?！　∑渌O計注意事項　　在為您的應用考慮BLDC電機控制設計時，您還需要考慮一些關鍵設計因素，包括：　　◆ 過流保護(以下簡稱“OCP”)——硬件、軟件或兩者都可實現OCP，以限制電流和緩解硬故障?！　　暨^壓保護(OVP)——硬件、軟件或兩者均可保護電機免受破壞性電壓的影響?！　　暨^溫保護(OTP)——監測逆變器中的MOSFET工作溫度非常重要，尤其是在溫度范圍較寬的環境中?！　　鬗OSFET選擇—安森美(onsemi)全面的高能效屏蔽柵溝槽型MOSFET產品組合可根據您的特定設計要求進行定制，以實現電機控制系統的卓越性能?！　「叨燃傻碾姍C控制方案可實現節能。梯形BLDC控制的優點包括控制算法簡單、效率高，電機簡單，可實現長的使用壽命和更低的運營成本。梯形控制與基本保護和設計技術相結合，提高電機的控制和精度，是驅動電動工具和機器人電機的最高效方法之一。 

　　顧名思義，混頻器將兩個輸入信號混合，產生其頻率之和或頻率之差。利用混頻器產生比輸入信號高的輸出頻率時(兩個頻率相加)，稱為上變頻;利用混頻器產生比輸入信號低的輸出頻率時，稱為下變頻?！　∫?、單/雙/三平衡無源混頻器　　最常見的混頻器類型是無源混頻器。此類混頻器有不同的設計樣式，如單端、單平衡、雙平衡和三平衡等。使用最廣泛的架構是雙平衡混頻器。這種混頻器很受歡迎，因為其性能出色，實現和架構簡單，性價比高，并能提供多種選項?！　o源混頻器通常以簡易性而出名，不需要任何外部直流電源或特殊設置。此類混頻器還有其他為人所稱道的特性，包括寬帶寬性能、良好的動態范圍、低噪聲系數(NF)以及端口間良好的隔離。此類混頻器的設計及其無外部直流電源要求的優勢，使得混頻器輸出端的噪聲系數很低。一個較好的經驗法則是，無源混頻器的噪聲系數等于其轉換損耗。此類混頻器非常適合有低噪聲系數要求的應用，而有源混頻器無法滿足這一要求。此類混頻器擅長的另一個領域是高頻和寬帶寬設計。從RF一直到毫米波頻率，它們都能提供良好的性能?；祛l器的另一個重要特性是不同端口之間的隔離。此特性往往決定了具體應用可使用何種混頻器。三平衡無源混頻器的隔離性能通常最佳，但其架構復雜，而且其他特性(如線性度等)有些不足;雙平衡無源混頻器的端口間隔離性能良好，同時架構較簡單。對大多數應用而言，雙平衡混頻器實現了隔離度、線性度和噪聲系數的最佳組合?！　【托盘栨溦w而言，線性度(也常用三階交調截點IIP3來衡量)是RF和微波設計的最重要特性之一。無源混頻器通常以高線性度性能而出名。遺憾的是，為了實現最佳性能，無源混頻器需要高LO輸入功率。多數無源混頻器使用二極管或FET晶體管，需要大約13 dBm到20 dBm的LO驅動，這對某些應用情形來說是相當高的。高LO驅動要求是無源混頻器的最大弱點之一。無源混頻器的另一個弱點是混頻器輸出端的轉換損耗。此類混頻器是無增益模塊的無源元件，故而混頻器輸出端往往有很高的信號損耗。例如，若混頻器的輸入功率為0 dBm，且混頻器有9 dB的轉換損耗，則混頻器輸出將是–9 dBm?？偟膩碚f，此類混頻器非常適合測試測量和軍用市場　　無源混頻器的優勢　　●寬帶寬　　●高動態范圍　　●低噪聲系數　　●高端口間隔離　　  圖1. I/Q混頻器框圖和鏡像抑制頻域圖　　二、I/Q鏡像抑制(IRM)混頻器　　I/Q混頻器是一類無源混頻器，它不但擁有常規無源混頻器的優勢，還具備其他優勢，即不通過任何外部濾波便可消除不需要的鏡像信號。此類混頻器用作下變頻器時也稱為IRM(鏡像抑制混頻器)，用作上變頻器時則稱為SSB(單邊帶混頻器)。I/Q混頻器由兩個雙平衡混頻器構成，LO信號一分為二，然后經過相移而相差90°(一個混頻器為0°，另一個混頻器為90°)。通過此相移，混頻器得以僅產生一個邊帶(需要的)信號，而抑制不需要的信號?！　D2在同一頻譜圖上顯示了I/Q混頻器(紫色線)和雙平衡混頻器(藍色線)的性能?？梢钥吹?，I/Q混頻器通過提供45 dB抑制來抑制不需要的低邊帶，而雙平衡混頻器同時產生了高邊帶和低邊帶?！　? 圖2. HMC773A無源混頻器和HMC8191 I/Q混頻器的頻譜圖，IF輸入為1 GHz， LO輸入為16 GHz　　像雙平衡無源混頻器一樣，I/Q混頻器也需要高LO輸入功率。從架構看，I/Q混頻器采用兩個雙平衡混頻器，因此與兩個雙平衡混頻器相比，所需的LO驅動往往要再多出大約3 dB。I/Q混頻器對精密平衡的相位和幅度輸入匹配很敏感。輸入信號、混合結構、系統板或混頻器本身的任何偏離90°的相移或幅度失衡，都會直接影響鏡像抑制水平。通過外部校準混頻器以改善性能，可以校正這些誤差的影響?！　∮捎谶厧б种铺匦?，I/Q混頻器常用于需要消除邊帶但不通過外部濾波的應用，同時它能提供非常好的噪聲系數和線性度。此類市場的常見例子是微波點對點回程通信、測試測量儀器儀表和軍事用途?！　/Q混頻器的優勢　　●固有的鏡像抑制　　●無需昂貴的濾波　　●良好的幅度和相位匹配　　三、有源混頻器　　有源混頻器主要有兩類：單平衡和雙平衡(也稱為吉爾伯特單元)混頻器。有源混頻器的優勢是LO端口和RF輸出端內置增益模塊。此類混頻器會為輸出信號提供一定的轉換增益，并且輸入LO功率要求較低。有源混頻器的典型LO輸入功率是0 dBm左右，遠低于大多數無源混頻器?！　∮性椿祛l器常常還集成LO倍頻器，用來將LO頻率倍乘到更高的頻率。此倍頻器對客戶非常有利，無需高LO頻率便可驅動混頻器。有源混頻器通常具有很好的端口間隔離。然而，其缺點是噪聲系數較高，而且多數情況下線性度較低。對輸入直流電源的需求影響了有源混頻器的噪聲系數和線性度。有源混頻器常用于通信和軍用市場，低LO驅動和集成轉換增益的需求對此類市場可能很重要。在測試測量市場，有源混頻器主要用作IF子部分的第三級或最后一級混頻器，或用于低端儀表(集成化和高性價比設計比噪聲系數更重要)?！　∮性椿祛l器的優勢　　●高集成度、小尺寸　　●LO驅動要求低　　●集成LO倍頻器　　●良好的隔離，但線性度和噪聲系數不佳　　四、集成頻率轉換混頻器　　由于客戶需要更完整的信號鏈解決方案，所以集成頻率轉換器變得頗受歡迎。此類器件由不同功能模塊構成，這些模塊連接在一起形成一個子系統，使得客戶的最終系統設計更簡單。此類器件在同一封裝或芯片中集成不同模塊，例如混頻器、PLL(鎖相環)、VCO(壓控振蕩器)、倍頻器、增益模塊、檢波器等等?？蓪⒋祟惼骷谱鞒蒘IP(系統化封裝)，即把多個裸片組裝到同一封裝中，或一個裸片包括所有設計模塊?！　⊥ㄟ^將多個器件集成到一個芯片或封裝中，頻率轉換器可以給設計人員帶來很大好處，比如：尺寸更小、器件更少、設計架構更簡單，更重要的是，產品上市時間更快?！　? 圖3. 集成頻率轉換混頻器HMC6147A的功能框圖